AD8302的一般形式如圖2所示。主要模塊包括兩個(gè)解調(diào)對(duì)數(shù)放大器、相位檢測(cè)器、輸出放大器、偏置單元和輸出參考電壓緩沖器。對(duì)數(shù)放大器和鑒相器對(duì)高頻信號(hào)進(jìn)行處理，并將電流形式的增益和相位信息傳遞給輸出放大器。輸出放大器決定最終增益和相位縮放。外部濾波電容器為各自的輸出設(shè)置平均時(shí)間常數(shù)。參考緩沖器提供一個(gè)1.80 V的參考電壓來(lái)跟蹤內(nèi)部縮放常數(shù)。
每個(gè)對(duì)數(shù)放大器由6個(gè)10分貝級(jí)聯(lián)增益級(jí)聯(lián)和7個(gè)相關(guān)探測(cè)器組成。單個(gè)增益級(jí)具有超過(guò)5ghz的3 dB帶寬。信號(hào)路徑完全差分，以減小共模信號(hào)和噪聲的影響。由于級(jí)聯(lián)增益共60db，微弱的直流偏置會(huì)導(dǎo)致后級(jí)限，這可能會(huì)導(dǎo)致小信號(hào)的測(cè)量誤差。這是通過(guò)一個(gè)反饋循環(huán)來(lái)糾正的。該環(huán)路的標(biāo)稱高通角頻率fHP在內(nèi)部設(shè)置為200mhz，但可以通過(guò)向OFSA和OFSB引腳增加外部電容來(lái)降低。頻率遠(yuǎn)低于高通角的信號(hào)與直流偏移量無(wú)法區(qū)分，也為零。對(duì)數(shù)放大器輸出的差異是通過(guò)電流的形式表示,由等式2類推而得:
其中ILA和ISLP分別為對(duì)數(shù)放大器的輸出電流差和特征斜率(電流)。斜率是由一個(gè)精確的參考，設(shè)計(jì)城溫度和電源電壓不敏感。
相位檢測(cè)器對(duì)其兩個(gè)輸入使用完全對(duì)稱的結(jié)構(gòu)，以保持沿兩個(gè)信號(hào)路徑的平衡延遲。完全差分信號(hào)再次將對(duì)共模擾動(dòng)的靈敏度降到最低。電流型等效方程3:
注意，按照慣例，相位差的取值范圍是從180到+180。由于這種類型的鑒相器不區(qū)分±90，所以它被認(rèn)為有一個(gè)明確的180相位差范圍，可以是0到+180(以+90為中心)，也可以是0到-180(以-90為中心)。
兩個(gè)輸出接口的基本結(jié)構(gòu)如圖3所示。它接受一個(gè)設(shè)定值輸入，包括一個(gè)內(nèi)部積分/平均電容和一個(gè)帶增益k的緩沖放大器。對(duì)這些設(shè)定值的外部訪問(wèn)提供了幾種操作模式，并允許靈活地調(diào)整增益和相位傳輸特性。以跨電阻RF為特征的設(shè)置點(diǎn)接口塊生成與輸入引腳、MSET或PSET的電壓成比例的電流。為了建立增益和相位函數(shù)的中心點(diǎn)(VCP)，在內(nèi)部引入了900 mV的精確偏移電壓，即，對(duì)應(yīng)于增益為0 dB和相位差為90的設(shè)定值電壓。這個(gè)設(shè)定值電流從信號(hào)電流IIN中減去，IIN來(lái)自增益通道中的對(duì)數(shù)放大器或相位檢測(cè)器。所產(chǎn)生的差異被集成在MFLT或PFLT的平均電容上，然后由輸出放大器緩沖到各自的輸出引腳、VMAG和VPHS。通過(guò)這種開環(huán)布置，輸出電壓是測(cè)量的增益/相位與期望設(shè)定值之間的差值的簡(jiǎn)單積分：
其中IFB為反饋電流= (VSET-VCP)/RF, VSET為設(shè)定值輸入，T為積分時(shí)間常數(shù)= RFCAVE/K，其中CAVE為內(nèi)部1.5 pF與外部電容CFLT并聯(lián)組合。
AD8302的基本功能是直接測(cè)量增益和相位。當(dāng)輸出引腳VMAG和VPHS直接連接到反饋設(shè)定值輸入引腳MSET和PSET時(shí)，將調(diào)用缺省斜率和中心點(diǎn)。圖4中所示的這個(gè)基本連接稱為測(cè)量模式。由積分器強(qiáng)制來(lái)自設(shè)定點(diǎn)接口的電流等于來(lái)自對(duì)數(shù)安培和相位檢測(cè)器的信號(hào)電流。閉環(huán)傳遞函數(shù)：
時(shí)間常數(shù)T表示單極響應(yīng)按dB縮放的增益和按度縮放的相位函數(shù)的包絡(luò)線。一個(gè)小的內(nèi)部電容設(shè)置最大的包絡(luò)帶寬約為30兆赫。如果不使用外部CFLT, AD8302可以在此帶寬內(nèi)跟隨增益和相位包線。如果需要較長(zhǎng)的平均時(shí)間，根據(jù)T (ns) = 3.3 CAVE (pF)，可以根據(jù)需要添加CFLT。為了獲得最小超調(diào)的最佳瞬態(tài)響應(yīng)，建議在MFLT和PFLT引腳上添加1 pF最小值的外部電容。
在低頻條件下，由式4和式5給出的增益和相位傳遞函數(shù)變?yōu)椋?/div>
如圖5所示。式8b中，PINA和PINB為VINA-和VINB在特定參考阻抗時(shí)的功率。對(duì)于增益函數(shù)，RFISLP表示的斜率為600mv / decade，或者除以20db / decade，等于30mv /dB。0 dB增益的中心點(diǎn)為900 mV, 30 dB到+30 dB的范圍覆蓋了從0 V到1.8 V的整個(gè)電壓范圍。RFIΦ代表相位函數(shù)的斜率10 mV /度。90°相位差的中心點(diǎn)為900 mV, 0到180的范圍覆蓋從1.8 V到0v的整個(gè)電壓范圍。0到180的范圍覆蓋相同的電壓范圍，但斜率相反。
接口到輸入通道
兩個(gè)通道的單端輸入接口是相同的。每個(gè)通道的組成為兩個(gè)驅(qū)動(dòng)引腳、INPA和INPB和兩個(gè)ac接地引腳、OFSA和OFSB。所有四個(gè)引腳的內(nèi)部dc偏置距正電源約100 mV，需要外部交流耦合到輸入信號(hào)并接地。對(duì)于信號(hào)引腳，耦合電容應(yīng)在信號(hào)頻率上提供可忽略的阻抗。對(duì)于接地腳，耦合電容具有兩種功能:交流接地和設(shè)置內(nèi)偏置補(bǔ)償回路的高通角頻率。有一個(gè)內(nèi)部10 pF電容接地，設(shè)置最大的角約200兆赫。根據(jù)公式fHP (MHz) = 2/CC(nF)可以降低轉(zhuǎn)角，其中CC為OFSA或OFSB到地面的總電容，包括內(nèi)部的10pf。
對(duì)INPA和INPB的輸入阻抗是頻率、偏置補(bǔ)償電容和包寄生的函數(shù)。在中等的頻率高于fHP,輸入網(wǎng)絡(luò)可以3 kΩ的分流電阻與2 pF電容器并聯(lián)。在更高的頻率,分流電阻減少大約500Ω。圖6中的Smith圖表顯示了100 MHz到3 GHz頻率范圍內(nèi)的輸入阻抗。
耦合電容信號(hào)側(cè)的寬帶電阻端部可用于匹配給定的源阻抗。終端電阻RT：
其中RIN為輸入電阻，RS為源阻抗。在較高的頻率下，可能需要進(jìn)行無(wú)功窄帶匹配來(lái)排除輸入阻抗的無(wú)功部分。雙對(duì)數(shù)放大器結(jié)構(gòu)的一個(gè)重要特性是，如果兩個(gè)通道頻率相同，且具有相同的輸入網(wǎng)絡(luò)，那么阻抗不匹配和反射損耗本質(zhì)上成為共模，因此不會(huì)影響相對(duì)增益和相位測(cè)量。然而，這些外部組件的不匹配可能導(dǎo)致測(cè)量錯(cuò)誤。
動(dòng)態(tài)范圍
增益子系統(tǒng)的最大測(cè)量范圍被限制為從-30 dB到+30 dB分布的60 dB。這意味著增益和衰減都可以測(cè)量。這些限制是由每個(gè)單獨(dú)的對(duì)數(shù)放大器可以檢測(cè)到的最小和最大電平?jīng)Q定的。AD8302,每個(gè)對(duì)數(shù)放大器可以檢測(cè)輸入從-73伏特分貝(223μV -60 dBm re: 50Ω）到-13伏特分貝(223 mV, 0 dBm re: 50Ω)]。注意，對(duì)數(shù)放大器對(duì)電壓而不是功率有響應(yīng)。同等功率能推斷出給定一個(gè)阻抗水平,例如,將從伏特分貝到dBm轉(zhuǎn)換在50Ω系統(tǒng)中,只需添加13分貝。為了覆蓋整個(gè)范圍，有必要對(duì)一個(gè)對(duì)數(shù)放大器應(yīng)用一個(gè)參考電平，該電平恰好對(duì)應(yīng)于它的中程。AD8302,這個(gè)級(jí)別是在-43伏特分貝,對(duì)應(yīng)于-30dbm在50Ω環(huán)境中。另一個(gè)通道現(xiàn)在可以從它的低端掃頻，低于中檔30分貝，到它的高端掃頻，高于中檔30分貝。如果基準(zhǔn)從中程偏移，一些測(cè)量范圍將在極值處丟失。這種情況可能發(fā)生在對(duì)數(shù)安培超出了范圍，或者到達(dá)地面或1.8 V的軌道時(shí)。圖7說(shuō)明了引用通道級(jí)別放置的效果。如果選擇比中值低10 dB的參考電壓，那么下限將是-20 dB，而不是-30 dB。如果所選擇的引用比基準(zhǔn)高10 dB，則上限將為20 dB，而不是30 dB。
相位測(cè)量范圍為0 ~ 180°，相位差為0到-180°時(shí)，其斜率與符號(hào)相反，其傳遞特性如圖5所示。相位檢測(cè)器響應(yīng)兩個(gè)輸入通道之間零點(diǎn)交叉的相對(duì)位置。在較高的頻率下，有限的振幅有限輸入的上升和下降時(shí)間造成了一種模糊的情況，導(dǎo)致在0和180極限處無(wú)法進(jìn)入死區(qū)。為了獲得最大的相位差覆蓋范圍，應(yīng)該將基準(zhǔn)相位差設(shè)置為90。
幅度和相位的交叉調(diào)制
在高頻情況下，由于片上寄生和板級(jí)寄生，A、B通道信號(hào)之間不可避免地會(huì)發(fā)生非故意的交叉耦合。當(dāng)向AD8302輸入端提供的兩個(gè)信號(hào)處于非常不同的電平時(shí)，交叉耦合引入了相位和幅度響應(yīng)的交叉調(diào)制。如果這兩個(gè)信號(hào)保持在相同的相對(duì)電平，并且它們之間的相位被調(diào)制，那么只有相位輸出應(yīng)該響應(yīng)。由于相位-幅值交叉調(diào)制，幅值輸出呈現(xiàn)殘差響應(yīng)。當(dāng)調(diào)制幅度差時(shí)，相對(duì)相位保持不變，即，通過(guò)幅相交叉調(diào)制，可以觀察到預(yù)期的幅值響應(yīng)和殘余相響應(yīng)。這些影響顯著的點(diǎn)取決于信號(hào)頻率和差值的大小。通常，對(duì)于小于20 dB的差異，在900mhz時(shí)交叉調(diào)制的影響可以忽略不計(jì)。
修改斜率和中心點(diǎn)
默認(rèn)的斜率和中心點(diǎn)值可以通過(guò)添加外部電阻來(lái)修改。由于輸出接口塊對(duì)于幅度函數(shù)和相位函數(shù)都是通用的，因此縮放修改技術(shù)對(duì)于兩個(gè)輸出都是同樣有效的。圖8演示了如何使用從VMAG和VPHS引腳到MSET和PSET引腳的簡(jiǎn)單分壓器來(lái)修改斜率。斜率的增加是由1 + R1 / (R220 k?)。請(qǐng)注意,可能需要考慮MSET和PSET輸入阻抗20 k?制造公差為±20%。在這樣的反饋系統(tǒng)中，通常情況下，包絡(luò)線帶寬降低，從輸入端傳輸?shù)妮敵鲈肼曉黾酉嗤囊蛩亍＠?通過(guò)選擇R1 10kΩ和R2 20 k?,相應(yīng)地，增益斜率從30 mV / dB 增加到60mV / dB。范圍減小了2倍，新的中心點(diǎn)在- 15db處，即，范圍從- 30db(對(duì)應(yīng)VMAG = 0 V)擴(kuò)展到0 dB(對(duì)應(yīng)VMAG = 1.8 V)。
將中心點(diǎn)重新定位回其初始值0 dB，只需要對(duì)分壓器中較低電阻的接地側(cè)施加適當(dāng)?shù)碾妷骸Ｔ撾妷嚎梢杂赏獠刻峁部梢杂梢_VREF上的內(nèi)部參考電壓導(dǎo)出。的具體選擇R2 = 20 kΩ中心點(diǎn)很容易調(diào)整為0 dB通過(guò)連接VREF直接連到R2的低電壓端，如圖9所示。斜度的增加現(xiàn)在簡(jiǎn)化為1 + R1/10 kΩ。由于這個(gè)1.80 V的參考電壓來(lái)自于確定標(biāo)稱中心點(diǎn)的相同帶隙基準(zhǔn)，因此與固定的外部電壓相比，它們隨溫度、電源和部件間變化的跟蹤效果應(yīng)該更好。如果在前面的例子中，將斜率加倍的中心點(diǎn)移動(dòng)到0 dB，則范圍從VMAG = 0 V時(shí)的15 dB擴(kuò)展到VMAG = 1.8 V時(shí)的15 dB。
比較器和控制器模式
如果在圖10所示的安排中使用DUT作為要評(píng)估的元素，那么AD8302也可以在比較器模式下運(yùn)行。VMAG和VPHS引腳不再連接到MSET和PSET。增益和相位差比較的跳點(diǎn)閾值由施加于引腳MSET和PSET上的電壓決定：
其中GainSP (dB)和PhaseSP(°)是期望的增益和相位閾值。如果兩個(gè)輸入通道之間的實(shí)際增益和相位與這些閾值不同，則VMAG和VPHS的輸出會(huì)像比較器一樣切換，即：
通過(guò)關(guān)閉VMAG和VPHS輸出的循環(huán)，可以將比較器模式轉(zhuǎn)換為控制器模式。圖11展示了一個(gè)閉環(huán)控制器，它使用增益和相位調(diào)整元素來(lái)穩(wěn)定DUT的增益和相位。如果VMAG和VPHS被適當(dāng)?shù)卣{(diào)節(jié)為驅(qū)動(dòng)DUT之前的增益和相位調(diào)整塊，DUT的實(shí)際增益和相位將被迫達(dá)到公式11和12中規(guī)定的設(shè)定點(diǎn)增益和相位。它們本質(zhì)上是AGC和APC循環(huán)。注意，與所有此類控制循環(huán)一樣，必須更詳細(xì)地考慮循環(huán)動(dòng)態(tài)和適當(dāng)?shù)慕涌凇?/div>
應(yīng)用
測(cè)量放大器增益和壓縮
AD8302最基本的應(yīng)用是監(jiān)測(cè)放大器或混頻器等功能電路塊的增益和相位響應(yīng)。如圖12所示，定向耦合器DCB和DCA對(duì)黑盒DUT的輸入和輸出信號(hào)進(jìn)行采樣。衰減器確保向AD8302提供的信號(hào)電平在其動(dòng)態(tài)范圍內(nèi)。從動(dòng)態(tài)范圍的討論部分,最優(yōu)選擇的地方同時(shí)渠道PPOT = -30 dBm引用到50Ω,這對(duì)應(yīng)于-43伏特分貝。為達(dá)到這一目的，耦合因子與衰減的組合：
其中CB和CA為耦合系數(shù)，LB和LA為衰減因子，GAINNOM為名義DUT增益。如果兩個(gè)端口都使用相同的耦合器，那么兩個(gè)衰減器的差異可以補(bǔ)償名義DUT增益。當(dāng)實(shí)際增益為標(biāo)稱（名義上，實(shí)際沒(méi)有增益）時(shí)，VMAG輸出為900 mV，對(duì)應(yīng)于0 dB。標(biāo)稱增益的變化表現(xiàn)為與900 mV或0 dB之間的偏差，按30 mV/dB的比例縮放。根據(jù)與DUT相關(guān)的標(biāo)稱插入相位，相位測(cè)量可能需要與其中一個(gè)通道串聯(lián)的固定相移，以使標(biāo)稱相位差呈現(xiàn)給AD8302接近最佳90°點(diǎn)。
當(dāng)插入相位為標(biāo)稱時(shí)，VPHS輸出為900 mV。與標(biāo)稱值的偏差以10 mV/度的比例報(bào)告。表I給出了測(cè)量標(biāo)稱增益為10db、輸入功率為-10dbm的放大器的建議分量值。
增益測(cè)量應(yīng)用還可以以AM-AM(增益壓縮)和AM-PM轉(zhuǎn)換的形式監(jiān)控增益和相位畸變。在這種情況下，標(biāo)稱增益和相位對(duì)應(yīng)于那些在低輸入信號(hào)水平。隨著輸入電平的增加，輸出壓縮和過(guò)剩相移作為與低電平情況的偏差進(jìn)行測(cè)量。注意，為了正確運(yùn)行，掃頻輸入的信號(hào)電平必須保持在AD8302的動(dòng)態(tài)范圍內(nèi)。
反射計(jì)
AD8302可配置為測(cè)量入射到負(fù)載上并從負(fù)載上反射的信號(hào)的幅度比和相位差。向量反射系數(shù)Γ定義為:
測(cè)量的反射系數(shù)可用于計(jì)算某一特定負(fù)載條件下的阻抗失配或駐波比(SWR)。這被證明在測(cè)量可變負(fù)載阻抗時(shí)特別有用，比如天線，它會(huì)降低性能，甚至造成物理?yè)p傷。圖13所示的矢量反射計(jì)由一對(duì)定向耦合器組成，它們對(duì)入射信號(hào)和反射信號(hào)進(jìn)行采樣。衰減器在AD8302的動(dòng)態(tài)范圍內(nèi)重新定位兩個(gè)信號(hào)電平。與式15、16相似，衰減因子和耦合系數(shù)分別為:
式中: ΓNOM為dB中的標(biāo)稱反射系數(shù)，對(duì)于無(wú)源荷載為負(fù)。考慮入射信號(hào)為10 dBm，標(biāo)稱反射系數(shù)為- 19db的情況。如圖13所示，兩邊使用20 dB耦合器，POPT使用-30 dBm，通道A和通道B的衰減器分別為1 dB和20 dB。反射系數(shù)的大小和相位可以在VMAG和VPHS引腳得到，刻度為到30 mV/dB和10 mV/度時(shí)得到。當(dāng)為Γ為- 19db時(shí)，VMAG輸出為900 mV。
如果不處理板級(jí)細(xì)節(jié)，測(cè)量精度可能會(huì)受到影響。盡量減少串聯(lián)耦合器之間的物理距離，因?yàn)轭~外的路徑長(zhǎng)度增加相位誤差。保持從耦合器到AD8302的路徑盡可能匹配，因?yàn)槿魏尾町惗紩?huì)導(dǎo)致測(cè)量誤差。耦合器的有限指向性D設(shè)置了最小可檢測(cè)反射系數(shù)，即：
完整的Word格式文檔51黑下載地址：
AD8302翻譯資料.docx
(1.29 MB, 下載次數(shù): 120)
2019-9-5 11:49 上傳
點(diǎn)擊文件名下載附件
下載積分: 黑幣 -5
作者: 51hei團(tuán)團(tuán)
時(shí)間: 2019-9-5 23:01
好資料，51黑有你更精彩!!!
作者: 51hei團(tuán)團(tuán)
時(shí)間: 2019-9-5 23:01
好資料，51黑有你更精彩!!!
作者: GarfieldCHN
時(shí)間: 2021-5-28 21:21
為什么我的輸出電壓VMAG一直是1V啊
作者: SiriusT1
時(shí)間: 2023-8-4 11:52
好資料，51黑有你更精彩!!！
作者: wm1630
時(shí)間: 2023-11-8 15:53
感謝感謝，對(duì)比學(xué)習(xí)一下
| 歡迎光臨 (http://www.zg4o1577.cn/bbs/) |
Powered by Discuz! X3.1 |
主站蜘蛛池模板：
国产在线一区二区三区
|
免费亚洲网站
|
欧美成人一区二区三区
|
亚洲国产成人精品女人
|
91久久国产综合久久
|
日本午夜免费福利视频
|
日韩精品免费视频
|
亚洲风情在线观看
|
欧美男人天堂
|
美日韩一区二区
|
日批日韩在线观看
|
亚洲欧洲在线视频
|
欧美一区二区综合
|
国产成人精品一区二区三区网站观看
|
亚洲精品99
|
91视频网址
|
国产精品久久久久久网站
|
中文字幕亚洲区
|
午夜av在线
|
久久久久久九九九九
|
国产黄色精品
|
亚洲综合热
|
中文字幕日本一区二区
|
91久久国产综合久久91精品网站
|
亚洲一区三区在线观看
|
亚洲精品9999
|
7777精品伊人久久精品影视
|
色婷婷在线视频
|
国产区视频在线观看
|
久久久xxx|
天天干天天爱天天
|
在线看片福利
|
色综合一区二区
|
一级免费看|
国产网站在线免费观看
|
国产目拍亚洲精品99久久精品
|
中文字幕在线观看成人
|
欧美黄色免费网站
|
综合久久99
|
国产91丝袜在线播放
|
草久久久
|
