摘　　要

隨著生活水平的不斷提高，人們對健康保健和常規檢查越來越重視。而且社會老齡化的不斷加劇，老年人健康問題也成為了深受社會關注的問題。但是目前的醫療設施水平還遠遠不能滿足社會需求。因此，研究一種新的醫療設備勢在必行。智能健康監護儀就成為解決上述問題的有效途徑。本文研究的智能健康監護儀可以實現對病人血壓、體溫、心電、心音、脈搏等參數的實時監護，具有良好的可擴展性和靈活性。

本智能健康監護儀可對多項人體生理參數（體溫、血壓、脈搏、心電、心音）進行采集和分析，從中得到關于用戶健康狀況的信息。同時，本系統還可通過多種接口將信息傳送至PC，并可以通過3G網絡將信息發送至手機等移動式設備。本產品擴展性強、便攜、易用，在個人保健等方面有較好的發展前景。

本文研發的智能健康監護儀克服了傳統監護儀體積大、附件多、有線檢測傳輸方式、組網不方便、檢測參數單一等缺點。其主要功能包括人體血壓、心率、體溫、脈搏、心音等生理參數的檢測和顯示，并提供無線接口，用戶可以轉發監護儀上傳的健康數據。

隨著我國國民經濟的發展，人們對健康關注程度在不斷提高。諸如痢疾、鼠疫等特定傳染病已經得到了有效控制，主要疾病也逐漸從急性傳染病變為慢性傳染病。諸如高血壓、心臟病、糖尿病和癌癥等疾病的防治與愈后康復，已成為需要解決的主要問題。世界衛生組織估算，慢性疾病的發病率呈現快速上升趨勢，預計到2020年，慢性病將成為人類失能（Disability）的主要原因。

人口的老齡化是一種全球性的發展趨勢，中國也不例外。1990年以來，我國老齡人口以平均每年3.32%的速度增長，2000年我國60歲以上人口達1.3億，占我國總人口的10.09%，全國開始進入老齡化社會。據推測，2025年我國老齡人口將達到20.00%，2050年將達到25.50%。我國人口結構由成年型轉向老年型，發展速度之快，老年人口之多，世界罕見。老齡人口的增加將給社會生活的許多方面，尤其給健康護理帶來巨大的壓力。我國老年人的健康狀況不容樂觀。根據各地老年人健康普查表明，無重要臟器疾病的所謂健康老年人僅占20—25%。老年人患病率高，發病率較高的慢性病依次為高血壓、糖尿病、慢性支氣管炎肺氣腫、關節炎等。根據我國城市老年人醫療服務調查，老年人2周就診率為23.75%遠遠高于其他年齡組14.66%的水平;老年人住院率為7.62%，比其他年齡4.36%高得多。另外，據中國零點調查公司的統計資料顯示，目前我國城市空巢老人家庭已占整個老年家庭的一半以上。如何保證他們家居生活的健康，提高生活質量，減少護理費用，是一個非常值得關注的問題。我國目前的醫療狀況是患多醫少、看病難、費用高。因此，健康監護成為了一個重要課題。但現有的監測儀器大多基于臺式機，成本高、體積大、移動不靈活，僅限于固定場所對病人進行監護和病情分析，且大多數為國外產品，設備費用較為昂貴，只在較為大型的醫療機構里才能配備，不能滿足人們的需求，智能健康監護儀能有效解決這一問題。目前也有人在研制健康監護儀，但大多基于單片機，功能有限。因此研制成本低、體積小、方便靈活、功能強大、能夠實現家庭與醫療機構之間的數據遠程傳輸的健康監護儀器具有很強的現實意義和較大的實用價值。

擁有智能健康監護儀，人們可以根據數據自己判斷被監護人員的身體狀況。對于大病初愈的用戶，可以觀察到手術和治療效果；對于慢性病就可以在早期得以發現，醫生采取相應的醫療措施進行解決；對于突發型病，監護人可以采取一些自救措施，同時也可以通過遠程通信，將監護人的狀況通知到監護人的家屬及通知到社區醫生甚至通知到醫院的醫生，此時醫生也可以通過網絡給監護人或其家屬簡單的應急醫囑，使監護人能夠得到及時的診斷和救治。

本文基于以上原因，研究一種能對心電、血壓、體溫等生理參數進行長期監測的智能健康監護儀，以滿足患者在家中對身體狀況進行監護的要求，同時由于現在社會的快節奏，許多人缺少鍛煉，處在亞健康狀態，中國醫師協會的統計數據表明，我國目前真正生病的人數占15%，真正健康的人也占15%，70%的人都處于亞健康狀態。因此亞健康者也會成為家庭監護的監護對象，通過對亞健康者的生理參數進行監護有助于疾病的早期發現和及時治療。

綜上所述，智能健康監護儀的主要服務對象為：

1．手術后在家中恢復的病人。

2．殘疾人和老年人。

3．高發病人群。

4．健康人的家庭監護。

智能健康監護儀以其特有的優越性，得到了世界各國政府和研究機構的重視。尤其是近幾年，隨著科技的不斷進步，其優越性更加明顯，成為各國解決社會老齡化問題，節約醫療開支和提高國民生命質量的重要途徑。

我國在這一領域的研究起步較晚，但也取得了一定的成果。如深圳普泰科技有限公司(深圳職業技術學院)，推出一種家庭健康監護系統，系統由嵌入式監測儀、家庭端PC機、醫生端PC機和后臺網絡服務器組成，能對家庭成員的體溫、血壓、脈搏和心電圖等多種人體生理指標進行監測，監側內容可傳到后臺網絡服務器上，醫生在網上即可進行分析并反饋咨詢意見。以上系統代表了國內目前該研究領域的較高水平，但是這些系統的家庭端為“PC+監護儀”的結構，監護儀多用8位單片機實現，不能脫離PC工作，這在一定程度上制約了其發展和推廣。

總之，我國醫用監護儀在特殊品種和某些性能指標上尚存在差距；在外殼設計和工藝、主要硬件結構和功能指標方面，已經達到或接近國外先進產品水平可以滿足一般臨床需要，部分產品和指標甚至達到國際領先。但是，至今沒有研發出便于攜帶的智能健康監護儀。

國外較早的開展了這一領域的研究，并取得了很多優秀成果。國外幾個大的公司，GE、西門子、飛利浦等代表著國際醫用監護儀的一流技術水平，相繼推出了自己的多參數監護系統，如荷蘭Philips的Home-base Telemonitoring system,英國 Home Telehealth Limited的CareCompanion Home Monitoring System以及美國Ameriean Teleeare的Lireview Video Patient Monitor  System等。這些系統應用了目前較先進的計算機技術及通信技術，能夠根據病人需要配置監護參數，實現多參數的實時監護。但是這些系統都是采用聲耦合方式調制到音頻使用電話線傳輸，生理參數模塊通過串口連接終端，且整個設備的價格不菲，不適應我國的國情。同樣，他們現在也沒有研發出體積小的健康智能監護儀

在參閱大量相關文獻的基礎上，研制一款便攜式的智能健康監護儀。該智能健康監護儀能對患者進行實時監護，包括對心電、心音、脈搏、體溫等生理信號的采集、顯示、分析處理、網絡傳輸等。該監護儀能通過因特網實時的將數據傳輸到監護中心，以實現遠程實時監護，監護中心端軟件實現包括對各病人生理信號數據的接收、顯示、管理、分析處理等。

本項目研究包括心電、血壓、脈搏、體溫、呼吸、腦電等生命指征信號提取、識別及傳輸方法；研制人體生命指征信號檢測處理模塊；開發基于遠程醫療信息交互系統。

本項目采用3G技術，設計一種創新型的網絡式監護裝置，是一種創新型的智能健康監護儀。智能健康監護儀由專用傳感器構成，傳感器對所需要監測的人體生理指標比如血壓、脈搏、體溫、心電、心音等數據進行采集。通過Internet網絡可以將數據傳輸至遠程醫療監護中心，由專業醫療人員對數據進行統計觀察，提供必要的信息反饋和咨詢服務，實現智能健康監護。

此款智能健康監護儀具有外觀精致，小巧玲瓏，便于攜帶，操作方便、簡單，檢測準確，性價比高等特點。它使得被監護人能夠擁有較多的自由活動空間，在獲得較準確的測量指標的同時，免除人們在家庭與醫院之間奔波的勞苦。在異常的生命指征信號出現時，患者本人可以采取一些自救措施，同時也可以通過遠程通信，將患者的狀況通知到患者的家屬及通知到社區醫生甚至通知到醫院的醫生，此時醫生也可以通過網絡給患者或其家屬簡單的應急醫囑，使患者能夠得到及時的診斷和救治，為個體、社區的遠程醫療服務。

同時，智能健康監護儀，通過Internet網絡可以構建遠程醫療信息網，不僅有利于發達地區的人獲得保健服務，也有利于貧困地區的人獲得必要的醫療健康服務。她將面向個體、面向社區，是移動醫療與遠程醫療網絡的關鍵技術之一，是醫療、社區服務領域的發展方向。

本系統由血壓、心音、脈搏、心電、溫度傳感器、模擬信號處理部分、數字信號處理部分、數據通信部分、語音告警及LCD顯示等六部分組成，除完成對血壓、體溫、脈搏、心電、心音進行檢測監護外，還有語音告警、藍牙傳輸、數據儲存等功能。該系統可對生理參數的實時采集和處理，并將生理參數和處理結果無失真的傳送到醫院服務器。醫院服務器將智能終端傳送來的數據存儲并顯示，供醫生進一步分析診斷。醫生可將診斷結果和意見通過網絡發送給智能終端。診斷結果可在終端上顯示，供病人或監護對象參考。多參數檢測系統由腕帶和附著在腕帶上的監測盒組成，采用雙微處理器，MCU-2完成各項生命指征信號采集和分析，MCU-1完成人機交互和數據通信。

智能健康監護儀檢測終端的整體設計方案如圖2-1、圖2-2所示：

圖2-1  智能健康監護儀檢測終端方案（MCU-1）

圖2-2 智能健康監護儀檢測終端方案（MCU-2）

本系統的主機MPU采用Samsung公司生產S3C2410處理器，S3C2410處理器為ARM920T內核CPU，最高支持的頻率達200M，并具有MMU虛擬內存管理單元，可以輕松的運行起嵌入式Linux，同時擁有豐富的片內外設，具有很高的性價比。圖2-3為硬件系統總體框圖，由于S3C2410芯片內部己經包含了UART、LCD、網卡、SDRAM、FLASH等驅動控制器，這樣就大大簡化了主機的外圍電路，而且采集卡利用了ATmega8單片機上集成的A/D采集和串口通信，只要設計了生理信號調理電路就能完成采集卡的電路設計，總體電路簡潔，可以實現監護儀的小型化要求。

圖2-3硬件系統總體框圖

現在國內基于三星的S3C2410的開發平臺大多采用三星公司的公板架構，因為采用公板架構在成本、穩定性等方面有保證，而且國內外的資料也比較多，如韓國的MIZI公司網站等，都有公開的資料可以獲得，所以我們可在開發階段時采用開發板制造公司己經做好的開發板，當產品在開發板上已經調試成功，我們再在這個開發板電路的基礎上進行刪減及改進，最后完成總體電路板的設計。在國內的開發板的價格較低的前提下，這可以在一定程度上降低開發的成本。因此在本次開發中，為降低開發成本并縮短開發和調試時間，我們選用深圳市英蓓特S3CEB2410開發板作為主機的開發平臺。它的CPU為S3C2410處理器，并具有豐富的板載資源和各種外圍接口設備，完全可以滿足開發此系統的硬件要求。開發板主要資源如下:

系統時鐘:使用外部12MHz晶振，CPU內部倍頻至200MHz+;

Intel Strata Flash : E28F128J3 A 16MB

ATMEL公司的ZMbyteNORFLASHAT49BV1614A(兼容AMD公司 ZM/4MbyteNOR

   FLASHAM29LV16ODB/320DB)

SDRAM:64Mbyte(32MbyteXZ)

.3通道UART串口接口，還可跳接為MODOM方式

.2通道 USBHOST和1通道 USBDEVICE

.Smart Media Card控制器

.JTAG接口

.640X48OTFT觸摸屏LCD

.SD卡/MMC卡主機控制器

.8通道10位ADC模數轉換接口

.SPI接口

.HS數字音頻輸入/輸出接口

.10M以太網接口

.EXBUS全擴展接口

在進行開發工作時，將開發板與其配套的JATG仿真器Unet1CE相結合進行開發，當編寫完應用程序后，用Unet ICE將可執行文件下載到開發板上調試。最后當完成程序的開發工作，用Unet ICE將程序固化到開發板的 NAND Flash中。

心臟各部分興奮過程中出現的電位變化的方向、途徑、次序和時間等均有一定規律。由于人體為一個容積導體，這種電位變化亦必然擴布到身體的表面。鑒于心臟在同一時間內產生大量電信號，將心臟產生的電位變化以時間為函數記錄下來，這記錄曲線稱為心電圖(ECG)。圖3-1所示為典型心電波形圖。心電圖反映心臟興奮的產生、傳導和恢復過程中的生物電變化。

圖3-1典型心電波形圖

正常心電圖波形包括:

1.P波:一般為鈍形，有時有輕度切跡但波峰間距小于0.03秒。VIVZ導聯頂部尖。寬度:0.06-0.115，高度:小于O.25mV。

2.PR間期:0.12-0.205，不同導聯測量的P-R間期可略有差別。

3.QRS波群:正常時有些導聯可出現小Q波，但其深度小于0.25R，寬度小于0.045。寬度:0.06-0.105，高度:V1的R波小于10mV，VS的R波小于25mV。

4.ST段:正常人的ST段下移不超過0.05mV，ST段上升不超過0.lmV。而V1-V3上升不超過0.3mV。

5.T波:波形平滑不對稱，上升慢而下降快。高度:QRS主波向上的導聯T波不應低于同導聯R波的1/10。

6.QT間期:正常人當心率在60-100次/分時，QT間期正常值為0.32-0.445。因此心電信號是由P、QRS、T波和靜息期組成，各波頻率特性不盡相同。它是一種非平穩信號，在采樣過程中，常常摻雜各種噪聲和干擾。心電信號的主要特點是:

微弱:mv級;

超低頻:心電的主要成分 <50Hz;

信噪比低，對放大器要求嚴格;

心電數據采集及調理模塊包括前端放大和右腿驅動電路、高通濾波電路和二級放大電路、二階低通濾波電路、雙T有源陷波器、電平提升電路等。總體設計框圖如圖3-2所示。

圖3-2心電采集電路框圖

1.前端放大、右腿驅動電路設計

由于心電信號的微弱、干擾大、低頻等特性，所以在進行心電前級放大電路的設計中，對放大器的選擇有嚴格的要求，如:高輸入阻抗，高共模抑制比，低噪聲，低漂移等特性。為了滿足這些要求，本設計中選擇ADI公司生產的儀用放大器AD620A作前級放大芯片。AD62OA是一款低價格、高精度的儀用放大器，有非常優良的性能，是生物放大器設計中的經典之作。由于AD620A的低功耗、低電壓和小封裝使其在便攜式儀器應用中非常有用;同時，低偏置電流、低電流噪聲和低電壓噪聲等優良性能增強了它的動態性能。

一般來說，共模抑制比(CMRR)隨增益(G)增大而有所提高，但考慮到前置級對整個放大電路噪聲的貢獻，放大器的噪聲性能一般隨第一級增益的提高而明顯變差，特別是集成器件噪聲性能一般比分立元件差。因此第一級增益不宜取值過度，一般G<20為宜。本文將前置放大增益設置為7。由式3-1可確定R。(RS)的值為8.25K。

                                    (3-1)

另外為增加人體和儀器在使用時的安全性，在左右手的導聯輸入與前置放大器之間增加了由二級管Dl、D2、D3、D4組成保護電路。當正常情況下的工頻共模干擾可達300mV左右，而兩個反向并聯的硅二極管的導通電壓為士600mV左右，因此在正常情況下二極管是處于截止狀態，不會影響心電信號的采集，只有當兩個輸入導聯的電壓超過保護電壓的閉值時，二極管才處于導通狀態，保護人體和儀器不受損壞。

為提高前置放大器的共模抑制效果，本文采用了右腿驅動電路取代直接接地，它是心電信號提取中非常有用的方法，這種方法能夠使50Hz共模工頻干擾電壓降低到1%以下。而且不會損失心電信號中的50Hz的有用信號成分，與右腿接地的方法比較，右腿驅動技術對抑制交流干擾的效果更好，但由于存在交流干擾電壓的反饋環路，經過人體形成不安全因素，因此在使用時需外接限流電阻R z，本文R z取220K。圖3-3為前置放大、右腿驅動電路。

圖3-3前置放大、右腿驅動電路

2.二級放大、濾波電路及電壓提升電路設計

心電放大的倍數一般在1000倍左右，經過前級放大器的放大，信號還需要進一步放大;為了去除心電信號中的低頻、高頻和50Hz的工頻干擾信號，還需要進行高通、低通和陷波等模擬濾波器的設計。圖3-4為高通濾波、二級放大、有源二階低通濾波電路電阻R7、RS、R9及放大器U3構成了一個同相放大器，放大增益由式3-2確定

                                                    (3-2)

圖3-4高通濾波、二級放大、有源二階低通濾波電路

由于ECG信號帶寬為0.05-250HZ，因此在本文設計的高通濾波器的下限頻率fL為0.05HZ，低通濾波器的上限頻率壇為250Hz。在設計濾波器時，因為電容標稱值的分檔較少，比較難配，一般從選定電容器入手，電阻相對分檔較多，相對好配。在選配電容時可根據頻率按照表3-1選擇適當電容值。

表3-1濾波器工作頻率與電容值選擇對應表

上圖中C2、R6構成了一階高通濾波器，其下限頻率由式3-3計算可得。

                             (3-3)

低通濾波器采用了適合于生理信號特征的巴特沃茲有源二階濾波器，它由電阻R10、R11、R12、R13，電容C3、C4及放大器U4組成，其上限頻率由式3-4計算可得。

                            (3-4)

工頻干擾在生理參數采集中的干擾是最為普遍的，為消除工頻千擾(我國工頻干擾為50Hz)對ECG信號的采集時的影響，在本設計中加入了雙T有源陷波器，可以把頻帶中50Hz的信號分量濾除，但它同時也會濾除所采集的ECG信號中有用的50Hz信號分量，因此在工頻干擾不大或消失的情況下，應將此濾波器在ECG信號調理電路中切除，本設計采用跳線的方法來實現。電路如圖3-5所示，其濾除頻率f由式3-5確定。

                                 (3-5)

圖3-5雙T有源帶阻濾波電路

當ECG信號經過上述的處理后仍然不能直接送到ATmega8進行A/D轉換，因為此時的ECG信號雖然在幅值上已經滿足要求，但其變化范圍還處在士2.5V之間(本設計的幅值要求5V)而ATmega8的A/D輸入范圍為O-5V之間，所以還要將ECG信號提升到A/D電路圖的輸入范圍之內，在本設計中用反向加法器來實現這一功能，圖3-6為具體為保護采集板電路，在最終輸出端并接一個5V的齊納二級管。

圖3-6電壓提升電路

至此完成心電采集及調理模塊的電路設計，此時的ECG信號可直接加到采集板進行A/D轉換。

心音 (heart sound)指由心肌收縮、心臟瓣膜關閉和血液撞擊等引起的振動所產生的聲音。它可在胸壁一定部位用聽診器聽取，心室壁、大動脈壁也可用換能器等儀器記錄心音的機械振動，稱為心音圖。

每一心動周期可產生四個心音，一般均能聽到的是第一和第二心音。第一心音發生在心縮期，標志心室收縮期的開始。于心尖搏動處(前胸壁第5肋間隙左鎖骨中線內側)聽得最清楚。其音調較低(40-60HZ)，持續時間較長(0.1-0.12秒)，較響。心室收縮力愈強，第一心音愈響。第二心音發生在心舒期，標志著心室舒張期的開始，它分為主動脈音和肺動脈音兩個成分，分別在主動脈和肺動脈聽診區(胸骨左、右緣第二肋間隙)聽得最清楚。其音調較高(60-100HZ)，持續時間較短(0.08秒)，響度較弱。其強弱可反映主動脈壓和肺動脈壓的高低，動脈壓升高，則第二心音亢進。第三心音發生在第二心音之后，持續較短 (0.04-0.05秒)，音調較低。可在大部分兒童及約半數的青年人聽到，不一定表示異常。第四心音發生在第一心音前的低頻振動，持續約0.04秒。又稱心房音。大多數健康成年人可在心音圖上記錄到低小的第四心音，一般聽診很難發現。正常的心音如圖4-1所示。

圖4-1正常心音圖

利用現代傳感技術和電子信息處理技術可以對心音信號進行有效提取并進行處理，放大、濾波(濾去不相干的雜音及環境噪音)，可以輸出清晰、穩定的心音信號，本設計中采用心音換能器來進行心音的采集，總體設計框圖如圖4-2所示。

圖4-2心音采集電路框圖

1.放大及濾波電路設計

心音換能器輸出的原始信號的大小在30mv之間，信號較強，且干擾較小，因此在此電路中僅采用一次放大器，放大器采用了專用儀用放大器AD620集成運放，芯片中集成了差分式放大電路，具有高共模抑制比，高輸入阻抗，低溫漂，輸入電壓泛圍寬(士2.3V一士18V)。如果用普通運放來組織這樣的差分放大電路，由于兩個用來輸入的普通運放的特性有可能相差較大，這樣組織起來的差分電路的性能會受到很大的影響，輸入失調電壓很高，而且AD620只要在1，8腳之間接入一個電阻就可以實現放大增益1-1000倍，大大簡化了電路的設計。于最終的輸出信號幅值要求在0-5V之間，即要求放大電路的放大增益在150倍左右。所以在本次設計中第一級放大的倍數取150倍，由式3-1可得RG=300歐姆，如圖4-3所示：

圖4-3心音信號放大及濾波電路

由于心音信號的頻率范圍在0.1-2000HZ，而我們經常測量的范圍在20-I000Hz，在本次設計中對濾波器的頻率范圍限制在20Hz-600Hz之間。由C3和R4組成高通濾波器，下限頻率由下式決定。

                                （4-1）

由Op27放大器、RS、R6、R7、RS、C4、CS組成的二階低通濾波器，上限頻率由式4-2計算可得。

                                  （4-2）

從二階濾波器輸出的信號增益大約為2倍。即由此組成了頻率在22~637Hz之間的帶通濾波器。

2.電平提升及反向電路設計

圖 4-4 信號電平提升及反向電路

圖4-4為信號電平提升及反向電路，由于從濾波器出來的交流信號在正負之間，即如果輸出的信號峰峰值要求為SV，則輸出的信號為-2.5V-+2.5V之間。因此按設計要求輸出為0-5V則要將輸出電平提升2.5V。圖4-4就是利用集成運放0P27、R11、R12、R13組成一個反向加法電路，輸出信號將被加上由R9、RI0組成的偏置電路上的偏置電壓，我們在調試電路時可以調節R10來產生合適的偏置電壓，本設計中偏置電壓的調節范圍為0-10V(VCC=12V時)，因此濾波器輸入的信號經過調節反相加法器的偏置電壓后輸出為-5V-0。為了能在最后輸出得到與初始信號同相的信號，在加法器后加了一個由R14、R15、OP27組成的反向器，這樣最終輸出的電壓信號范圍為O-5V。

正常人體的直腸溫度平均為37.3℃，接近于深部的血液溫度，口腔溫度比直腸溫度低0.1-0.3℃，平均約為37℃。腋窩溫度比口腔溫度又低0.3-0.5℃，平均約為36.7℃，臨床上一般采取從腋窩、口腔或直腸內測量體溫的辦法。人體體溫幅度范圍如表5-1所示：

表5-1體溫幅度范圍簡表

采用一般的熱敏電阻，可滿足40℃至90℃測量范圍，但熱敏電阻精度、重復性、可靠性較差，且測量精度大于士0.5℃，因此不適合本設計要求。在本設計中選用AD59O溫度傳感器。AD590是美國模擬器件公司生產的單片集成兩端感溫電流源。它的主要特性如下:

1.流過器件的電流(mA)等于器件所處環境的熱力學溫度(開爾文)度數。

2.AD59O的測溫范圍為-55℃~+150℃。

3.AD59O的電源電壓范圍為4V-30V。電源電壓可在4V-6V范圍變化，電流Ir變化1mA，相當于溫度變化1K。AD590可以承受44V正向電壓和20V反向電壓，因而器件反接也不會被損壞。

4.精度高。AD590共有I、J、K、L、M五檔，其中M檔精度最高，在-55℃到+150℃范圍內，非線性誤差為士0.3℃。可以滿足本設計精度要求(土0.5℃)。

如圖5-1所示，AD581是高精度集成穩壓器，輸入電壓最大為40V，輸出10V。電位器R2用于調整零點，在0℃時調整R2，使輸出Vo1=0。R4用于調整運放OP27(U9)的增益，在100℃時調整R4使sensor-Vin =I0v。如此反復調整多次，直至0它時，Vo1=0v，100℃時Vo1=0V為止。最后在室溫下進行校驗。例如，若室溫為25℃，那么 sensor-Vin為2.5V。冰水混合物是0℃環境，沸水為100℃環境。

人體體溫小于100℃，因此本文假定輸出最大值為5V時，使最后與輸出到ATmega8的電壓在0至+5v之間，以滿足ATmega8單片機A/D參考電壓(+5V)的輸入要求。為此我們在體溫信號調理電路與ATmega8的接口電路上接入一個5V的齊納二極管以保證Sensor-Vin的輸出電壓在0至+5V之間，避免輸出電壓太高損壞采集板電路。體溫信號的頻率范圍大量的集中在低頻部分，因此我們在體溫信號的放大電路后接了一個由R6、C1組成的低通濾波器，其截止頻率通過式 .(5-1)可得:

                            (5-1)

圖5-1體溫信號調理電路

脈搏波是以心臟搏動為動力源，通過血管系統的傳導而產生的容積變化和振動現象，它可以反映出心臟、血管系統的功能和血液的代謝功能。當心臟收縮時，有相當數量的血液進入原己充滿血液的主動脈內，使得該處的彈性管壁被撐開，此時心臟推動血液所作的功轉化為血管的彈性勢能;心臟停止收縮時，擴張了的那部分血管也跟著收縮，驅使血液向前流動，結果又使前面血管的管壁跟著擴張，如此類推，這種過程和波動在彈性介質中的傳播有些類似，因此稱為脈搏波  (pulse wave)。動脈脈搏波反映了每一次脈跳搏動而發生的血容量變化，是一條周期性連續波動的類似正弦波的曲線，它的周期即是心動周期。動脈脈搏波包含血管血壓、容積、移動管壁張力等多種信息，能夠反映心臟和血管的狀態，對醫生診斷高血壓、動脈硬化等循環疾病很有幫助。人體手指末端含有豐富的小動脈，它們和其他部位的動脈一樣，含有豐富的信息，用光電法提取這些信息是無損傷方法，而且簡單易行。但是能否有效地用光電法測得脈搏不僅和被測對象有關而且和工程上的檢測方法有關，用紅外光電法通過指尖量脈搏是一種比較先進的檢測手段。

我們使用指套式光電傳感器，由發光二極管和光電三極管組成，指套減少了外界光的干擾。圖6-1為光電傳感器概圖。

圖6-1光電傳感器概圖

AD620的增益可以通過調節電阻R，的阻值來改變，增益與阻值的關系如式4.1所示。AD620的最大增益可達到1000倍，但一般時候不使用最高放大倍數。因為放大倍數高可能會影響輸入阻抗等其它因素，所以我們必需通過改變電阻來選擇最適當的放大倍數，使得放大的信號達到最好效果。二階低通濾波器可以濾掉信號中的高頻部分。脈搏的頻率因人而異，所以濾波器的截止頻率也可以根據個人要求不同自由的改變。脈搏信號放大電路如圖6-2所示。

圖6-2脈搏信號放大及低通濾波電路

由U2、R2、R3、R4、R5、C1、C2構成的二階低通濾波器的上限頻率由式6-1可得。

                      (6-1)

從以上電路輸出的電壓Vout須經電平提升及反向電路才能輸入到ATmega8單片機進行A/D轉換，其原理與心音的電平提升及反向電路一樣，在此不再討論。

臨床上血壓測量技術可分為直接法和間接法兩種:

直接法血壓測量是將一根導管經皮插入欲測部位的血管或心臟內，通過導管內的液柱同放在體外的應變式傳感器、線形可變差動變壓器、電容式傳感器等相連，從而測出導管端部的壓力。另一種形式是把傳感器放在導管的末端，直接測出端部所在點的血壓值。這種方法的優點是測量值準確，并能進行連續測量。但它必須經皮將導管放入血管內，所以是一種創傷性的方法。

間接法是利用脈管內壓力與血液阻斷開通時刻所出現的血流變化間的關系，從體表測出相應的壓力值。由于這種方法不需要剖切的外科手術，同時測量簡便，因此在臨床上得到廣泛的應用。其缺點是測量精度較低，不能進行連續測量以及不能用以測定心臟、靜脈系統的壓力。目前，國外大多數無損自動血壓自動檢測儀器都采用示波法，因此在本設計中也采用了這一種方法。

示波法的測量過程中，與傳統水銀血壓計(柯氏法)類似，仍采用充氣袖套來阻斷上臂動脈血流。由于心搏的血液動力學作用，在氣袖壓力上將重疊與心搏同步的壓力波動，即脈搏波。當氣袖壓力遠高于收縮壓時，脈搏波消失。隨著袖套壓力下降，脈搏開始出現。當袖套壓力從高于收縮壓降到收縮壓以下時，脈搏波會突然增大。到平均壓時達到最大值。然后又隨袖套壓力下降而衰減。示波法血壓測量就是根據脈搏波振幅與氣袖壓力之間的關系來估計血壓的。與脈搏波最大值對應的是平均壓，收縮壓和舒張壓分別對應脈搏波最大振幅的比例來確定。圖7-1是示波法測血壓的原理圖，圖中實線所表示的是在測量過程中袖帶靜壓的變化，而直方圖所示為脈搏波振幅在測量過程中的變化過程。

圖7-1充氣示波法測血壓原理圖

在示波測量中，主要從脈搏波構成的鐘形包絡中識別特征點獲取血壓值。本設計

采用由Geddes提出的固定比率計算法。首先尋找脈搏波鐘形包絡的頂點0m，其對應的袖帶壓Pm，即為平均壓;另外，在包絡線上升沿存在一點0s和下降沿存在一點0d，對應收縮壓Ps和舒張壓Pd。0s和0d的大小可以根據如下經驗公式求得:

                             (7-1)

                            (7-2)

臨床實際測量中，上述經驗公式中的取值變化范圍較大，式(7-1)為0.45­­­-0.57;式 (7-2)為 0.69- 0.59。

在本設計中血壓的測量過程大致為:首先由主機向采集板發送血壓檢測命令，采集板上的AVR單片機控制氣泵對袖帶進行快速充氣，同時對袖帶的壓力進行監測，如果大于設定值(250mmHg)則停止對袖帶充氣，單片機開始通過PWM功能控制電磁氣閥進行慢速放(5mmHg/S)，此時要同時監測袖帶靜壓和由袖帶靜壓中提取的脈搏波兩路信號，記錄下所需的值并將這些數據同步傳輸到主機供主機進行分析，當袖帶靜壓小于設定值(50mmHg)，則開始快速放氣，如果所測量的結果在合理的范圍則完成一次血壓測量，否則根據設定值決定是否重新進行一輪血壓測量。

檢測血壓所需的袖帶壓力首先要經過壓力傳感器的拾取，將壓力信號轉換為模擬電信號才能將這些電信號送入后期的信號調理電路作進一步的處理，本文采用了MPS2100壓力傳感器測量壓力值。MPS2100半導體壓力傳感器專門為血壓檢測設計，可以把壓力轉換成毫伏級的差模電壓信號，具有良好的線性度，輸出電壓與所加壓力成精確的正比例關系。圖7-2是MPS2100壓力傳感器內部的電路示意圖。

圖 7-2 MPS 2100內部電路示意圖

由圖7.2可知，MPS2100傳感器是一種電橋結構，外部的壓力變化引起傳感器內部電阻的變化，我們可以把一個恒流源加到電橋上，這樣傳感器的兩個輸出端(-IN和+IN)就可以會隨著電阻變化輸出相應的差分電信號。在這里我們采用一個LM324集成運放UIA和若干電阻電容組成一個可調的恒流源。具體電路如圖7-3所示。

電阻R1與R2通過分壓提供給LM324一個參考輸入電壓電源，為避免當電源波動造成參考輸入電壓電源的波動造成恒流源輸出電流的不穩定，我們在適當的地方并入了電容C1、C2來避免這種電源干擾。恒流源的電流大小由式7-3和7-4來確定。由4-12可看出在R2、R3確定的情況下，恒流源的大小可通過R1來調節。

                                                (7-3)

                                       (7-4)

圖7-3MPS210O壓力傳感器連接電路圖

袖套內的壓力是由氣袖靜壓和脈搏波信號的疊加組成，氣袖靜壓遠遠大于脈搏波信號，且氣袖靜壓是一個接近直流的信號。我們所檢測的血壓信號是通過袖套內的壓力表示出來，但怎樣確定袖套壓力與血壓的關系則需要借助脈搏波來實現。因此檢測其具體的血壓信號需要從袖套壓力內分離出脈搏波，并且最終我們要分兩路A/D通道來采集這兩種信號得到所需的數據并最終得出血壓的測量結果。

在本設計中，從壓力傳感器輸出的差分信號經過處理后送到AVR單片機的ADC4通道，因此此通道被用來采集袖帶壓力信號以便取得收縮壓和舒張壓。為了取得脈搏波信號，我們將處理過的袖帶壓力信號經過一個高通濾波器將接近直流的氣袖靜壓信號濾除即從袖套壓力中分離出了脈搏波信號，這個信號經過直流偏置與放大濾波后將脈搏波信號通過ADCS通道輸入到AVR單片機內。

從壓力傳感器輸出的信號是毫伏級(75士25mV)的差分信號，我們要想對它輸入到單片機(0-5V)內進行處理還得將這個信號進行放大50倍左右，因此我們利用三個LM324集成運放(UIB、UIC、UID)和若干電阻電容構建一個差分放大電路。圖7-4詳細說明了此差分電路的組成。其放大倍數可由式（7-5）計算出，并且從式中可以看出只要保證V-IN與V+IN的差值為正值，那么從這個差分放大器輸出的信號可以通過調整此放大器的放大倍數使輸出符合AVR單片機的輸入范圍(0-5V)，并且為了防止此差分電路的輸出超出AVR單片機的輸入范圍，我們在輸入時在差分放大器的輸出端并接了一個齊納二極管作為保護單片機引腳的保護。

                                          (7-5)

圖7-4壓力傳感器信號差分放大電路

從差分放大電路輸出的信號包括了袖帶靜壓和脈搏波信號，其中袖帶靜壓信號是一個接近于直流的信號，它的頻率一般不大于0.04Hz;而脈搏波信號是一個交流信號，它的頻率約等于1Hz(與被測者的心跳的頻率一致)。因此，為了從壓力信號中提取出脈搏波信號，我們必須將頻率不大于0.04Hz的袖帶靜壓濾除，同時由于在測量時也引入了工頻及其他的高頻干擾，為了最終的輸出的脈搏波信號不受這些干擾的影響，我們也必須將這些干擾濾除。在本設計中，我們設計了一個高通濾波器及一個低通濾波器來濾除這些干擾，頻率范圍設為0.48Hz-4.8Hz。由于經過濾波器后輸出的信號是一種正負的交流信號，不符合AVR單片機的輸入范圍(0-5V)，我們在高通濾波器中加入了一個直流偏置電壓，然后再放大，這樣只要調節這個偏置電壓和放大倍數，就能使最終的脈搏波信號符合AVR單片機的輸入范圍(0-5V)。圖7-5為血壓脈搏波信號的提取及偏置放大電路。

圖 7-5 血壓脈搏信號提取及偏置放大電路

在此電路中C4、R13組成了一個高通濾波器，用以濾除袖帶靜壓信號，其下限頻率幾由式7-6確定。同時通過R13還給濾除后的信號加入了一個直流偏置電壓，此直流偏置電壓由R16、R17及U2B組成，其中R16、R17組成一個分壓電路，其輸出經過U2B組成的電壓跟隨器提供給R13作為偏置。R14和C5構成了一個低通濾波器，用于濾除工頻及其他高頻千擾，其上限頻率fH由式7-7確定。

                                       (7.6)

                                        (7.7)

在脈搏波放大電路的輸出端接了一個齊納二極管來進行過壓保護。

圖7-6直流電機與電磁閥連接圖

圖7-6是給袖帶加壓的直流電機及用來給袖帶減壓的電磁閥連接圖。二者在工作的時候都需要較大電流，因此我們采用了兩個達林頓管Q1、Q2來驅動。同時兩者都有電感元件，為防止工作時過壓燒壞器件，我們都給這兩個器件并聯了一個反向的二極管。電機由采集板上AVR單片機的PBO引腳來控制，電磁閥由有PWM輸出功能的OC2引腳來控制。

雖然開發板上也外擴了S3C2410芯片內部的8通道ADC接口，但由于在本設計中采用了觸摸屏，它占用了CPU內ADC的兩路，如果還要用其它6通道作為生理信息的采集A/D通道，在后期軟件設計時將會非常復雜。因為這8路A/D是分時復用的，當我們全速進行A/D轉換時，還得考慮將ADC的時間片分出一部分以保持觸摸屏的響應，系統整體的性能帶來很大影響，在多通道同時采集時沖突尤其明顯。為此在ARM開發板的基礎上，我們又開發了基于ATmega8單片機的串口數據采集板，專門用于前端生理信號的采集，并通過串口與開發板進行通信。ATmega8內包含了8路10bit(ADC4和ADC5為8bit)的ADC，轉換時間為65us-260us，在本系統中設計的采樣頻率為200Hz，因此ATmega8內的ADC可以滿足采樣時間上的要求，從而可以簡化采集板的電路設計。

圖8-1生理信號采集板主芯片電路

Tmega8單片機內部和外部的數字電路產生的電磁干擾，用一個O歐姆電阻將模擬地與數字地隔開，同時將AVCC通過用L1與C8組成的LC網絡與VCC連接，將模擬電源AVCC與字電源VCC隔離。由于在此電路中將要選擇AVCC為參考電源，因此將AREF引角通過電容C12接地，以避免干擾。為了增加可用性，在ATmega8上直接外接兩個LED燈當程序運行時起到指示作用。表8-1為此設計中各模擬輸入的A/D通道分配表。

表8-1六路A/D通道分配表

圖8-2采集板串口電平轉換電路

主機通過串口與采集板進行連接，由于ATmega8上采用的是5V供電，而S3C2410引腳上卻是3.3V，因此要經過電平轉換才能進行連接。圖8-2為采集板上串口電平轉換電路，ATmega8的TXD、RXD引腳上的電平通過MAX232芯片轉換為RS232協議下的電平值，開發板同樣經過一個電平轉換電路將RS232電平轉換為S3C2410所能承受的電平以完成ATmega8與S3C24lO的串口通信。至此，采集板的電路設計也完成了。

1．該設計的創新之處：

（1）3G技術的選擇：

本設計采用了3G技術。3G技術的最大優點是：數據傳輸速度大幅提升：能夠處理圖像、視頻等多種媒體形式；性價比高：性能穩定，價格適宜；安全性較好；實時性好：數據傳輸速度快，所以信息比較流暢；靈活性好，大眾易于接受和推廣。

（2）人體生理指標顯示：

.采用體溫測量儀采集人體體溫信息,方便、快捷，并設計了補償電路，提高了測量裝置的可靠性和準確性。

.指套式脈搏傳感器采集脈搏信息，方便用戶使用，實現自動監護。

.內置心電自動分析程序，除了完成心電波形的顯示外，還能通過對心電數據的分析了解使用者的心血管健康狀況。

.通過藍牙模塊將測試數據發送到手機等移動設備，便于用戶實時處理及遠程監護。

2．該儀器可達到的預期經濟效益分析

本產品與人們的身體健康息息相關，目標市場廣闊，可以適用于所有人，尤其是中年以上人群以及特殊監護的病人。

初步預測產品的單位成本在350～400元，以3年后國內的市場銷售量達到每年上200萬塊，每塊按售價500元計算，年銷售額將達十億元；國外年銷售1000萬塊（售價可定在500～1000元/塊），則銷售額為50～100億元。

3、展望

從總體的設計目標上看，該設計科學可行，有很大的市場潛力和發展空間,并且可發揮DSP處理器的強大功能，充分利用資源，是一個值得投入的項目。最終的目標是構建一個嵌入式的人體健康監護平臺，把一個“健康顧問”帶給更廣泛的人群。

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時間在無聲無息的流逝，當我為畢業設計畫下最后一個句號時，窗外已是東方既白，五年時光就在此刻瞬間飛逝。面對我五年的學習成果——我的畢業設計時，我是多么地留念，又是多么地慚愧。留念的是我過往的歲月，慚愧的是我學成有限。拋開慚愧，我心中留下無數的感恩。

感謝我的畢業設計指導老師張根柱，對于本設計的各項工作張根柱老師給予了熱情的關懷和悉心的指導。在我近五年的學習期間，張根柱老師在學習方面給我以指導和照顧。老師兢兢業業的工作精神、一絲不茍的工作作風、嚴謹的治學態度、豐富的教學實踐經驗，讓我受益匪淺，使我各方面的能力都有了很大的提高。

感謝電子工程學院的所有老師，感謝你們對我學業的真誠指導和包容！

感謝與我朝夕相處的同學們，你們總是在我困難時陪伴我，鼓舞我，給了我生活上的幫助和精神上的鼓勵。

本設計的完成離不開國內外的技術資料，在此向參考文獻中的作者表示感謝。還有在百忙之中評閱論文和參加答辯的各位專家、教授！

最后感謝我的父母和家人，你們默默的無私奉獻幫助我完成學業，你們永遠是我的精神支柱！

掛一漏萬，難已俱述，在此一并致深深地謝意！我會把過去的一切好好珍惜，以一顆感恩的心去感受生活實現夢想。