本課題首先設計的Buck電路軟開關方案如圖2.1所示。

file:///C:\Users\ADMINI~1\AppData\Local\Temp\ksohtml\wps1A0F.tmp.png

圖2.1 Buck電路軟開關電路圖

Buck電路又叫降壓斬波電路，降壓式變換電路。是一種DC/DC變流電路，可以根據用戶的需求，輸出對應的電壓，提供負載所需。主要能運用于電車、地鐵、電動汽車、火車、直流電機調速系統、照明等領域。但傳統的硬開關Buck電路，存在著開關損耗大，開關噪聲大，工作效率低的問題。這將直接影響到其集成化，輕型化的要求。為了方便對此問題的了解，首先給出硬開關Buck電路仿真電路圖。

file:///C:\Users\ADMINI~1\AppData\Local\Temp\ksohtml\wps1A10.tmp.png

圖2.2 硬開關Buck電路仿真電路圖

圖2.2中所示為Buck電路的硬開關仿真電路圖，即強制切斷功率流的工作模式。圖中元件的參數為：輸入電壓V=12V，開關周期T=20us（即開關頻率f=50kHz），占空比D=0.42（因為想要輸出的電壓為5V），電感L=1.6mH，電感值較大，電路能工作在CCM（電感電流連續的模式下），濾波電容C=470uF，輸出負載R=0.83Ω。如果電路能工作在理想狀態下（即完全無開關損耗的狀態下），輸出電壓Uo應該為12×0.42=5.04V，負載電流應該在5.04/0.83=6.07A左右，而實際仿真分析得到的輸出波形如下：

file:///C:\Users\ADMINI~1\AppData\Local\Temp\ksohtml\wps1A11.tmp.png

圖2.3 硬開關Buck電路仿真波形圖

由圖2.3可以清楚地看出，穩態時，輸出電壓只為4V， 輸出電流Io=4.5A左右，均跟理論值存在較大差距，究其原因，可以看一下開關管IGBT的工作情況，如下兩圖所示。

file:///C:\Users\ADMINI~1\AppData\Local\Temp\ksohtml\wps1A12.tmp.png

圖2.4 經過開關管控制后的輸入電壓圖

file:///C:\Users\ADMINI~1\AppData\Local\Temp\ksohtml\wps1A13.tmp.png

圖2.5 經過開關管控制后的輸入電壓詳圖

由圖2.4和圖2.5可以清楚地看出，經過IGBT控制后的輸入電壓產生了小于零的情況，這在正常情況下是不應該出現的，從而導致電壓峰值小于12V，可以說，由于IGBT的開通壓降引起的開關損耗引起了輸入達不到要求，從而導致輸出電壓無法滿足需求。顯而易見，這就是硬開關電路所存在的問題。使得電路的工作效率僅為4×4.5/(5.04×6.07)×100%=58.8%。

從上述的實驗仿真分析不難看出，開關管IGBT的損耗已經嚴重影響到電路的工作的正常工作效率，不僅造成電路的工作效率低，存在開關噪聲等一系列問題，更為重要的是，開關損耗使得能耗更加增大，增加了更多的安全隱患，在開關上消耗的能量積聚到一定的程度，發熱累積到一定的程度，將會產生難以預計的后果，甚至可能會威脅到人身財產安全。綜上所述，軟開關技術勢在必行，于是設計了如圖2.1所示的Buck軟開關電路，下面就對Buck軟開關電路的原理進行詳細分析。

鑒于此，如圖2.1所示，設計了Buck電路的軟開關電路圖，主開關管VS1、輔助管VS2，這個兩個開關管都是N溝道增強型的MOSFET，工作特點時，只有當Vgs大于閾值電壓才能導通，導通后電流方向為從D極到S極、電感L和電容Co共同組成零電壓開通的Buck變換器，Ro為負載電阻，一般不屬于Buck電路的內部結構。此電路與一般的Buck電路不同，一般的Buck電路中除了有一個開關管外，還有一個二極管，而此電路中原本那個位置的二極管變成了一個N溝道增強型MOSFET開關管，為什么要這樣做呢？這是因為用MOSFET來替代二極管，能使得電路獲得比較高的效率，同時兩個開關管互為補充。VS1和VS2兩端分別反并聯二極管D1，D2，為電感電流的正向及反向流通提供回路，兩個開關管上并聯的電容C1，C2用來與電感L組成準諧振回路進行充放電，電容Co是濾波電容，取值較大即可，只起到濾波電容的作用。VS1和VS2分別由觸發脈沖ug1和ug2互補驅動，ug1，ug2分別為VS1，VS2的柵源極電壓，并且ug1和ug2之間有一定的死區防止共態導通，同時VS1和 VS2兩個開關管的軟開關也必須在該死區內完成。這是一種最簡易的Buck電路軟開關電路，與硬開關的Buck電路相比，此電路與之的區別在于，在兩個開關管漏源極兩端并聯有二極管和電容器，硬開關的Buck電路最大的問題在于開通時，開關管上升的電流和下降的電壓出現重疊；關斷時，上升的電壓和下降的電流出現重疊。開關損耗正是來源于電壓、電流波形的交疊，并且該損耗隨開關頻率的提高而以倍數增加。采用此種設計的電路之后，通過諧振充放電，可以使得開關管在每一個觸發脈沖到來之前電壓放電到零，具體工作情況的分析如下。

file:///C:\Users\ADMINI~1\AppData\Local\Temp\ksohtml\wps1A14.tmp.jpg

圖2.6 主要工作波形

開關電路按周期重復的工作，分析起點的選擇很重要，選擇合適的起點，可以簡化分析過程[5]。在分析此零電壓導通準諧振電路時，選擇開關管VS1開通時刻為分析的起點最為合適[6]，下面結合圖2.6逐段分析電路的工作過程。

一個工作周期分為6個階段，其工作過程如下：

（1）第1階段[t0-t1]  VS1導通，此時電路由輸入電壓Vin，開關管VS1，電感L，濾波電容Co和負載Ro組成，電感上在輸入電壓到來后，進入充電狀態，VS1兩端電壓為零，VS2兩端電壓為最大，電感電流iL線性增加，由負值變為正值，為什么是從負值變成正值，看過后面的分析你就會明白，在t1時刻，VS1關斷，電感電流到達一個最大值，該階段結束，由此在電感上就儲蓄有一定的能量，表現在電感電流較大上。

（2）第2階段[t1-t2]  VS1關斷后，此時電路由輸入電壓Vin，結電容C1，結電容C2，電感L，濾波電容Co，負載Ro組成。電感電流iL為正且為最大，VS2的結電容C2通過電感L放電，這正好符合了電流本來流動的方向，因此電感電流iL會線性下降，由于是VS2的結電容C2放電，電感電流減小，同時由于電感電流的存在，VS1的結電容C1被充電，結電容C1兩端的電壓線性上升，VS2的漏源電壓近似線性下降，直到VS2的漏源電壓下降到零，該階段結束。在這一過程中，L和C1，C2形成諧振回路，C2放電，C1充電，為VS2的零電壓開通提供條件，這時必須要滿足的條件的充放電的時間一定要合理，即一定要滿足在死區時間內完成C2兩端電壓下降到零的要求，否則無法實現VS2的軟開關。

（3）第3階段[t2-t3]  此時電路由電感L，濾波電容Co，負載Ro，VS2的反并二極管D2構成，D2為VS2的反并聯二極管。當VS2漏源電壓下降至零后，自然而然VS2反并二極管D2導通，電流換流到D2上，電容C2被短路，將VS2漏源電壓鉗位在零電壓狀態，為VS2的零電壓導通創造了條件，在這里要實現軟開關，必須滿足的條件是能在短時間內，即在死區時間內讓VS2的兩端電壓到零，如果在觸發脈沖到來的時候VS2兩端的電壓還不能到零的話，就不能實現VS2的軟開關。

（4）第4階段[t3-t4]  此時電路由電感L，濾波電容Co，負載Ro，開關管VS2組成。當VS2的門極變為高電平即觸發脈沖到來時，VS2能夠實現零電壓開通，在本設計中，均是實現零電壓開通，因為一般的軟開關分為兩種，零電壓開通型和零電流關斷型，要同時滿足這兩種類型的電路還有待進一步地研究發現。iL流過VS2，此時輸入電壓端與工作電路隔離開，已經不再起任何作用了，電感電流iL繼續線性減小，直到變為負值，到這里就必須要解釋一下為什么要使得電感電流到達負值，而為什么電感電流又能到達負值，因為在一般的正常情況下，Buck電路只能工作在CCM（電感電流連續，每個周期內不到零點）和DCM（電感電流斷續）的兩種模式下，為什么在這個電路中會出現電感電流為負值的情況，如果注意到電路中的兩個MOSFET兩端反并聯的電容和二極管就不難發現答案，它們能提供反向電感電流的正向及反向通路，之所以需要電感電流反向，是因為如果不反向，就不能形成VS1兩端并聯電容的放電回路，沒有放電回路就不能實現VS1兩端電壓到零，就不能實現軟開關，這就是原因所在，之后VS2關斷，該階段結束。

（5）第5階段[t4-t5]  此時電路由輸入電壓Vin，結電容C1，結電容C2，電感L，濾波電容Co，負載Ro組成，此時，電感電流iL方向為負，如前所述，正好可以為VS1的結電容C1提供放電回路，于是VS1的結電容C1通過L放電，同時電感電流對VS2的結電容C2充電，同VS2的結電容C2的放電過程相類似，VS1的兩端電壓可近似為線性下降。該階段結束于VS1的電壓下降到零，這一過程為VS1的零電壓導通提供了條件。

（6）第6階段[t5-t6]  由于 VS1兩端電壓下降到零，導致VS1的反并二極管D1開通，將VS1的兩端電壓固定在零，為VS1的零電壓導通創造了條件，兩個開關的軟開關過程都必須是在死區時間內完成，并聯電容起到充放電的作用，反并二極管起到將電壓鉗位在零的作用。

接著VS1在柵極觸發脈沖到來時，VS1零電壓條件下導通，實現軟開關，進入下一周期，周而復始。那么到底要滿足怎樣的條件才能真正地實現軟開關？下面進入參數分析，公式推導階段。

綜上所述，Imin對結電容C1，C2充放電情況決定VS1的軟開關條件，而同樣，Imax對C1，C2充放電情況決定了VS2的軟開關條件。L，C1，C2的諧振充放電情況將直接影響軟開關的實現條件，而它們的充放電情況又由Imin和Imax決定，所以說Imin與Imax的大小將直接影響軟開關的實現難易程度。

進入計算分析階段，其中：

Imax=file:///C:\Users\ADMINI~1\AppData\Local\Temp\ksohtml\wps1A15.tmp.png+Io=  file:///C:\Users\ADMINI~1\AppData\Local\Temp\ksohtml\wps1A16.tmp.png+Io                                   式(2.1)

Imin=file:///C:\Users\ADMINI~1\AppData\Local\Temp\ksohtml\wps1A27.tmp.png-Io= file:///C:\Users\ADMINI~1\AppData\Local\Temp\ksohtml\wps1A28.tmp.png-Io                                     式(2.2）

ΔI=file:///C:\Users\ADMINI~1\AppData\Local\Temp\ksohtml\wps1A29.tmp.png                                               式(2.3)

要實現VS2的軟開關，根據能量大小關系，必須滿足讓C2上的電壓諧振到零，即為：

file:///C:\Users\ADMINI~1\AppData\Local\Temp\ksohtml\wps1A2A.tmp.png（C1+C2）Vin 2file:///C:\Users\ADMINI~1\AppData\Local\Temp\ksohtml\wps1A2B.tmp.pngfile:///C:\Users\ADMINI~1\AppData\Local\Temp\ksohtml\wps1A2C.tmp.pngL|file:///C:\Users\ADMINI~1\AppData\Local\Temp\ksohtml\wps1A2D.tmp.png+Io| 2                          式（2.4）

為了更加便于計算，考慮到死區時間很小，再近似為死區時間內iL保持不變，根據電量大小關系可以將VS2的軟開關條件簡化為：

(C1+C2)Vinfile:///C:\Users\ADMINI~1\AppData\Local\Temp\ksohtml\wps1A2E.tmp.png|file:///C:\Users\ADMINI~1\AppData\Local\Temp\ksohtml\wps1A2F.tmp.png+Io| tdead2                                 式（2.5）

VS2開通前的死區時間為tdead2

同理可推導出VS1軟開關條件為：

（C1+C2）Vinfile:///C:\Users\ADMINI~1\AppData\Local\Temp\ksohtml\wps1A30.tmp.png|file:///C:\Users\ADMINI~1\AppData\Local\Temp\ksohtml\wps1A31.tmp.png-Io|tdead1                               式（2.6）

VS1開通前的死區時間為tdead1

在得到（2.5）（2.6）這兩個重要公式后，如何進行參數計算是個難點，因為里面的未知量太多，經過各種搜集查證，如何實現這個公式，首先應該設置一些參數，再根據已經設置好的參數，通過限制約束條件來計算另外的一些參數，從而才能滿足（2.5）（2.6）這兩個重要的公式，從而實現開關管VS1和VS2的軟開關。

設輸入電壓Vin=48V，f=200kHz（T=5us），tdead1=tdead2=0.5us，R=3.8file:///C:\Users\ADMINI~1\AppData\Local\Temp\ksohtml\wps1A32.tmp.png，D=0.4，

如何計算所有的參數是個難點，得一步一步來。

首先要明確，在tdead1=tdead2的情況下，只要所選取的參數能滿足(2.6)式就一定能滿足(2.5)式，所以雖然看著是兩個條件，其實只需要針對(2.6)即可。

其次，要明確，此電路要實現軟開關，需要滿足的一個重要條件是電路的電感值L不能過大，即不能讓電路工作在電流連續的情況下，而讓電路工作在DCM（電感電流斷續）狀態下，而需要滿足的條件應為：

file:///C:\Users\ADMINI~1\AppData\Local\Temp\ksohtml\wps1A33.tmp.png<1-D                                               式（2.7）

此時，D=0.4，R=3.8file:///C:\Users\ADMINI~1\AppData\Local\Temp\ksohtml\wps1A34.tmp.png，T=5us，經計算可得L<5.7uH，不妨取L=2uH。再將設定的條件代入（2.6）式進行計算，接著為了方便計算近似處理C1=C2=C

原式可變為：

2C×48file:///C:\Users\ADMINI~1\AppData\Local\Temp\ksohtml\wps1A35.tmp.png|file:///C:\Users\ADMINI~1\AppData\Local\Temp\ksohtml\wps1A45.tmp.png-file:///C:\Users\ADMINI~1\AppData\Local\Temp\ksohtml\wps1A46.tmp.png|×0.5×10-6          式（2.8）

計算得Cfile:///C:\Users\ADMINI~1\AppData\Local\Temp\ksohtml\wps1A47.tmp.png4.8×104pF

因此可取C1=C2=1000pF

Vin=48V，L=2uH，C1=1000pF，C2=1000pF，D=0.4，T=5us，tdead1=0.5us，tdead2=0.5us，R=3.8file:///C:\Users\ADMINI~1\AppData\Local\Temp\ksohtml\wps1A48.tmp.png，C=470uF其中，C是濾波電容，取值較大，是參考的有關資料。