• 實驗目的
  

• 掌握高頻小信號諧振電壓放大器的電路組成與基本工作原理。
• 熟悉諧振回路的調諧方法及測試方法。
• 掌握高頻諧振放大器處于諧振時各項主要技術指標意義及測試技能。
  

• 實驗內容
  

• 諧振頻率的調整與測定。
• 主要技術性能指標的測定：諧振頻率、諧振放大增益Avo及動態范圍、通頻帶BW0.7、矩形系數Kr0.1。
  

• 實驗儀器
  

1、1號板信號源模塊             1塊

2、2號板小信號放大模塊         1塊

3、6號板頻率計模塊             1塊

4、示波器                                 SDS1102CML

5、高頻信號發生器                         SDG2102E

6、頻率計                                 SP1500C

• 實驗原理
  

• 單調諧小信號放大器
  

        圖1-1 單調諧小信號放大電路圖

小信號諧振放大器是接收機的前端電路，主要用于高頻小信號或微弱信號的線形放大。實驗單元電路由晶體管N1和選頻回路T1組成，不僅對高頻小信號放大，而且還有選頻作用。本實驗中單調諧小信號放大的諧振頻率為fs=10.7MHz。

放大器各項性能指標及測量方法如下：

1、諧振頻率

放大器的調諧回路諧振時所對應的頻率f0稱為放大器的諧振頻率，對于圖1-1所示電路（也是以下各項指標所對應電路），f0的表達式為

式中，L為調諧回路電感線圈的電感量；

為調諧回路的總電容，的表達式為

式中， Coe為晶體管的輸出電容；Cie為晶體管的輸入電容；P1為初級線圈抽頭系數；P2為次級線圈抽頭系數。

諧振頻率f0的測量方法是：

用掃頻儀作為測量儀器，測出電路的幅頻特性曲線，調變壓器T的磁芯，使電壓諧振曲線的峰值出現在規定的諧振頻率點f0。

2、電壓放大倍數

放大器的諧振回路諧振時，所對應的電壓放大倍數AV0稱為調諧放大器的電壓放大倍數。AV0的表達式為

式中，為諧振回路諧振時的總電導。要注意的是yfe本身也是一個復數，所以諧振時輸出電壓V0與輸入電壓Vi相位差不是180o 而是為180o+Φfe。

AV0的測量方法是：在諧振回路已處于諧振狀態時，用高頻電壓表測量圖1-1中輸出信號V0及輸入信號Vi的大小，則電壓放大倍數AV0由下式計算：

        AV0 = V0 / Vi   或  AV0 = 20 lg (V0 /Vi) dB              

3、通頻帶

由于諧振回路的選頻作用，當工作頻率偏離諧振頻率時，放大器的電壓放大倍數下降，習慣上稱電壓放大倍數AV下降到諧振電壓放大倍數AV0的0.707倍時所對應的頻率偏移稱為放大器的通頻帶BW，其表達式為

BW = 2△f0.7 = f0/QL

式中，QL為諧振回路的有載品質因數。

分析表明，放大器的諧振電壓放大倍數AV0與通頻帶BW的關系為

上式說明，當晶體管選定即yfe確定，且回路總電容為定值時，諧振電壓放大倍數AV0與通頻帶BW的乘積為一常數。這與低頻放大器中的增益帶寬積為一常數的概念是相同的。

通頻帶BW的測量方法：是通過測量放大器的諧振曲線來求通頻帶。測量方法可以是掃頻法，也可以是逐點法。逐點法的測量步驟是：先調諧放大器的諧振回路使其諧振，記下此時的諧振頻率f0及電壓放大倍數AV0然后改變高頻信號發生器的頻率（保持其輸出電壓VS不變），并測出對應的電壓放大倍數AV0。由于回路失諧后電壓放大倍數下降，所以放大器的諧振曲線如圖1-2所示。

可得：                  

通頻帶越寬放大器的電壓放大倍數越小。要想得到一定寬度的通頻寬，同時又能提高放大器的電壓增益，除了選用yfe較大的晶體管外，還應盡量減小調諧回路的總電容量CΣ。如果放大器只用來放大來自接收天線的某一固定頻率的微弱信號，則可減小通頻帶，盡量提高放大器的增益。

• 雙調諧放大器
  

圖1-3 雙調諧小信號放大電路圖

為了克服單調諧回路放大器的選擇性差、通頻帶與增益之間矛盾較大的缺點，可采用雙調諧回路放大器。雙調諧回路放大器具有頻帶寬、選擇性好的優點，并能較好地解決增益與通頻帶之間的矛盾，從而在通信接收設備中廣泛應用。

在雙調諧放大器中，被放大后的信號通過互感耦合回路加到下級放大器的輸入端，若耦合回路初、次級本身的損耗很小，則均可被忽略。

1、電壓增益為

2、通頻帶

為弱耦合時，諧振曲線為單峰；

為強耦合時，諧振曲線出現雙峰；

臨界耦合時，雙調諧放大其的通頻帶

BW = 2△f0.7 = fo/QL

• 實驗步驟
  

（一）單調諧小信號放大器單元電路實驗

• 斷電狀態下，按如下框圖進行連線：
  

單調諧小信號放大電路連線框圖

注：圖中符號表示高頻連接線。

• 頻率諧振的調整
  

•          用示波器觀測TP3，調節①號板信號源模塊，使之輸出幅度為200mV、頻率為10.7MHz正弦波信號。
•          順時針調節W1到底，用示波器觀測TP1，調節中周，使TP1幅度最大且波形穩定不失真。
  

• 動態測試
  

保持輸入信號頻率不變，調節信號源模塊的幅度旋鈕，改變單調諧放大電路中輸入信號TP3的幅度。用示波器觀察在不同幅度信號下TP1處的輸出信號的峰值電壓，并將對應的實測值填入下表，計算電壓增益Avo。在坐標軸中畫出動態曲線。

• 通頻帶特性測試
  

•          保持輸入信號幅度不變，調節信號源的頻率旋鈕，改變單調諧放大電路中輸入信號TP3的頻率。用示波器觀察在不同頻率信號下TP1處的輸出信號的峰值電壓，并將對應的實測值填入下表，在坐標軸中畫出幅度-頻率特性曲線。若配有掃頻儀，可用掃頻儀觀測回路諧振曲線。
  

       幅度-頻率特性測試

•          調節輸入信號頻率，測試并計算出Bw0.707。
  

• 諧振曲線的矩形系數Kr0.1測試
  

• 調節信號頻率，測試并計算出Bw0.1。
• 計算矩形系數Kr0.1。
  

• 雙調諧小信號放大器單元電路實驗
  

• 斷電狀態下，按如下框圖進行連線：
  

雙調諧小信號放大電路連線框圖

注：圖中符號表示高頻連接線。

• 頻率諧振的調整
  

•          用示波器觀測TP6，調節①號板信號源模塊，使之輸出幅度為150mV、頻率為465KHz正弦波信號。
•          順時針調節W1到底，反復調節中周T2和T3，使TP7幅度最大且波形穩定不失真。
  

• 動態測試
  

保持輸入信號頻率不變，調節信號源模塊的幅度旋鈕，改變單調諧放大電路中輸入信號TP6的幅度。用示波器觀察在不同幅度信號下TP7處的輸出信號的峰值電壓，并將對應的實測值填入下表，計算電壓增益Avo。在坐標軸中畫出動態曲線。

• 通頻帶特性測試
  

•          保持輸入信號幅度不變，調節信號源的頻率旋鈕，改變單調諧放大電路中輸入信號TP6的頻率。用示波器觀察在不同頻率信號下TP7處的輸出信號的峰值電壓，并將對應的實測值填入下表，在坐標軸中畫出幅度-頻率特性曲線。若配有掃頻儀，可用掃頻儀觀測回路諧振曲線。
  

幅度-頻率特性測試

•          調節輸入信號頻率，測試并計算出Bw0.707。
  

• 實驗報告要求
  

• 寫明實驗目的。
• 畫出實驗電路原理圖，并說明其工作原理。
• 整理實驗數據，將表格轉換成坐標軸的形式，并得出結論。
  

一、實驗目的

• 掌握二極管雙平衡混頻器頻率變換的物理過程。
• 掌握晶體管混頻器頻率變換的物理過程和本振電壓V0和工作電流Ie對中頻轉出電壓大小的影響。
• 掌握集成模擬乘法器實現的平衡混頻器頻率變換的物理過程。
• 比較上述三種混頻器對輸入信號幅度與本振電壓幅度的要求。
  

二、實驗內容

• 研究二極管雙平衡混頻器頻率變換過程和此種混頻器的優缺點。
• 研究這種混頻器輸出頻譜與本振電壓大小的關系。
  

三、實驗儀器

• 1號板                      1塊
• 6號板                      1塊
• 3 號板                      1塊
• 7 號板                      1塊
• 雙蹤示波器                  1臺
  

四、實驗原理與電路

•          二極管雙平衡混頻原理
  

圖3-1 二極管雙平衡混頻器

二極管雙平衡混頻器的電路圖示見圖3-1。圖中VS為輸入信號電壓，VL 為本機振蕩電壓。在負載RL上產生差頻和合頻，還夾雜有一些其它頻率的無用產物，再接上一個濾波器（圖中未畫出）

二極管雙平衡混頻器的最大特點是工作頻率極高，可達微波波段，由于二極管雙平衡混頻器工作于很高的頻段。圖3-1中的變壓器一般為傳輸線變壓器。

二極管雙平衡混頻器的基本工作原理是利用二極管伏安特性的非線性。眾所周知，二極管的伏安特性為指數律，用冪級數展開為

當加到二極管兩端的電壓v為輸入信號VS和本振電壓VL之和時，V2項產生差頻與和頻。其它項產生不需要的頻率分量。由于上式中u的階次越高，系數越小。因此，對差頻與和頻構成干擾最嚴重的是v的一次方項（因其系數比v2項大一倍）產生的輸入信號頻率分量和本振頻率分量。

用兩個二極管構成雙平衡混頻器和用單個二極管實現混頻相比，前者能有效的抑制無用產物。雙平衡混頻器的輸出僅包含（pωL±ωS）（p為奇數）的組合頻率分量，而抵消了ωL、ωC以及p為偶數（pωL±ωS）眾多組合頻率分量。

下面我們直觀的從物理方面簡要說明雙平衡混頻器的工作原理及其對頻率為ωL及ωS的抑制作用。

（a）

（b）

圖3-2 雙平衡混頻器拆開成兩個單平衡混頻器

在實際電路中，本振信號VL遠大于輸入信號VS。在VS變化范圍內，二極管的導通與否，完全取決于VL。因而本振信號的極性，決定了哪一對二極管導通。當VL上端為正時，二極管D3和D4導通，D1和D2截止；當 上端為負時，二極管D1和D2導通，D3和D4截止。這樣，將圖3-1所示的雙平衡混頻器拆開成圖3-2（a）和（b）所示的兩個單平衡混頻器。圖3-2（a）是VL上端為負、下端正期間工作；3-2（b）是VL上端為正、下端為負期間工作。

由圖3-2（a）和（b）可以看出，VL單獨作用在RL上所產生的ωL分量，相互抵消，故RL上無ωL分量。由VS產生的分量在VL上正下負期間，經D3產生的分量和經D4產生的分量在RL上均是自下經上。但在VL下正上負期間，則在RL上均是自上經下。即使在VL一個周期內，也是互相抵消的。但是VL的大小變化控制二極管電流的大小，從而控制其等效電阻，因此VS在VL瞬時值不同情況下所產生的電流大小不同，正是通過這一非線性特性產生相乘效應，出現差頻與和頻。

2、電路說明

模塊電路如圖3-3所示，這里使用的是二極管雙平衡混頻模塊ADE-1，該模塊內部電路如圖3-5所示。在圖3-3中，本振信號VL由P3輸入，射頻信號VS由P1輸入， 它們都通過ADE-1中的變壓器將單端輸入變為平衡輸入并進行阻抗變換，TP8為中頻輸出口，是不平衡輸出。

圖3-3 二極管雙平衡混頻

圖3-5  ADE-1內部電路

在工作時，要求本振信號VL>VS。使4只二級管按照其周期處于開關工作狀態，可以證明，在負載RL的兩端的輸出電壓（可在TP8處測量）將會有本振信號的奇次諧波（含基波）與信號頻率的組合分量，即pωL±ωS（p為奇數），通過帶通濾波器可以取出所需頻率分量ωL+ωS（或ωL—ωS -）。由于4只二極管完全對稱，所以分別處于兩個對角上的本振電壓VL和射頻信號VS不會互相影響，有很好的隔離性；此外，這種混頻器輸出頻譜較純凈，噪聲低，工作頻帶寬，動態范圍大，工作頻率高，工作頻帶寬，動態范圍大，缺點是高頻增益小于1。

N1、C5、T1組成諧振放大器，用于選出我們需要的頻率并進行放大，以彌補無源混頻器的損耗。

五、實驗步驟

• 熟悉實驗板上各元件的位置及作用；
• 按下面框圖所示，進行連線
  

圖3-4 雙平衡混頻連線框圖

• 將3號板SW1撥為晶體振蕩器，即撥碼開關S1 為“10”，S2撥為“01”。
• 用示波器觀察7號板混頻器輸出點TP8波形，觀測7號板混頻輸出TP2處波形（調節7號板中周T1使輸出最大），并讀出頻率計上的頻率。（如果使用數字示波器，可以使用FFT功能觀測TP8的頻譜）
• 調節本振信號幅度，重做步驟3~4。
  

六、實驗報告要求

• 寫出實驗目的和任務
• 計算MIX混頻增益
• 畫出7號板混頻器輸出點TP2、TP8波形
  

• 實驗目的
  

• 了解丙類功率放大器的基本工作原理，掌握丙類放大器的調諧特性以及負載改變時的動態特性。
• 了解高頻功率放大器丙類工作的物理過程以及當激勵信號變化對功率放大器工作狀態的影響。
• 比較甲類功率放大器與丙類功率放大器的特點
• 掌握丙類放大器的計算與設計方法。
  

• 實驗內容
  

• 觀察高頻功率放大器丙類工作狀態的現象，并分析其特點
• 測試丙類功放的調諧特性
• 測試丙類功放的負載特性
• 觀察激勵信號變化、負載變化對工作狀態的影響
  

• 實驗儀器
  
  
  
  
  
  
  
  • 信號源模塊                           1塊
  • 頻率計模塊                           1塊
  • 8 號板                               1塊
  • 雙蹤示波器                           1臺
  • 頻率特性測試儀（可選）              1臺
  • 萬用表                           1塊
    

• 實驗基本原理
  

放大器按照電流導通角θ的范圍可分為甲類、乙類、丙類及丁類等不同類型。功率放大器電流導通角越小，放大器的效率越高。

甲類功率放大器的，效率最高只能達到50%，適用于小信號低功率放大，一般作為中間級或輸出功率較小的末級功率放大器。

非線性丙類功率放大器的電流導通角，效率可達到80%，通常作為發射機末級功放以獲得較大的輸出功率和較高的效率。特點：非線性丙類功率放大器通常用來放大窄帶高頻信號(信號的通帶寬度只有其中心頻率的1％或更小)，基極偏置為負值，電流導通角，為了不失真地放大信號，它的負載必須是LC諧振回路。

電路原理圖如圖7-1(見P.48)所示，該實驗電路由兩級功率放大器組成。其中N4、T5組成甲類功率放大器，工作在線性放大狀態，其中R14、R15、R16組成靜態偏置電阻。N4、T6組成丙類功率放大器。R18為射極反饋電阻，T6為諧振回路，甲類功放的輸出信號通過R17送到N4基極作為丙放的輸入信號，此時只有當甲放輸出信號大于丙放管N4基極－射極間的負偏壓值時，Q4才導通工作。與撥碼開關相連的電阻為負載回路外接電阻，改變S1撥碼開關的位置可改變并聯電阻值，即改變回路Q值。

下面介紹甲類功放和丙類功放的工作原理及基本關系式。

1、甲類功率放大器

• 靜態工作點
  

如圖7-1所示，甲類功率放大器工作在線性狀態，電路的靜態工作點由下列關系式確定：

• 負載特性
  

如圖7-1所示，甲類功率放大器的輸出負載由丙類功放的輸入阻抗決定，兩級間通過變壓器進行耦合，因此甲類功放的交流輸出功率P0可表示為：

式中，為輸出負載上的實際功率，為變壓器的傳輸效率，一般為＝0.75～0.85

圖7-2為甲類功放的負載特性。為獲得最大不失真輸出功率，靜態工作點Q應選在交流負載線AB的中點，此時集電極的負載電阻RH稱為最佳負載電阻。集電極的輸出功率PC的表達式為：

式中，Vcm為集電極輸出的交流電壓振幅；Icm為交流電流的振幅，它們的表達式分別為：

式中，VCES稱為飽和壓降，約1V

圖7-2 甲類功放的負載特性

如果變壓器的初級線圈匝數為N1，次級線圈匝數為N2，則

式中，為變壓器次級接入的負載電阻，即下級丙類功放的輸入阻抗。

• 功率增益
  

與電壓放大器不同的是功率放大器有一定的功率增益，對于圖7-1所示電路，甲類功率放大器不僅要為下一級功放提供一定的激勵功率，而且還要將前級輸入的信號進行功率放大，功率放大增益Ap的表達式為

其中，Pi為放大器的輸入功率，它與放大器的輸入電壓uim及輸入電阻Ri的關系為

2、丙類功率放大器

1）基本關系式

丙類功率放大器的基極偏置電壓VBE是利用發射極電流的直流分量IEO（≈ICO）在射極電阻上產生的壓降來提供的，故稱為自給偏壓電路。當放大器的輸入信號為正弦波時，集電極的輸出電流iC為余弦脈沖波。利用諧振回路LC的選頻作用可輸出基波諧振電壓vc1,電流ic1。圖7-3畫出了丙類功率放大器的基極與集電極間的電流、電壓波形關系。分析可得下列基本關系式：

式中，為集電極輸出的諧振電壓及基波電壓的振幅；為集電極基波電流振幅；為集電極回路的諧振阻抗。

式中，PC為集電極輸出功率

式中，PD為電源VCC供給的直流功率；ICO為集電極電流脈沖iC的直流分量。

放大器的效率為

圖7-3 丙類功放的基極/集電極電流和電壓波形

2）負載特性

當放大器的電源電壓＋VCC，基極偏壓vb，輸入電壓(或稱激勵電壓)vsm確定后，如果電流導通角選定，則放大器的工作狀態只取決于集電極回路的等效負載電阻Rq。諧振功率放大器的交流負載特性如圖7-4所示。

由圖可見，當交流負載線正好穿過靜態特性轉移點A時，管子的集電極電壓正好等于管子的飽和壓降VCES，集電極電流脈沖接近最大值Icm。

此時，集電極輸出的功率PC和效率都較高，此時放大器處于臨界工作狀態。Rq所對應的值稱為最佳負載電阻，用R0表示，即

當Rq﹤R0時，放大器處于欠壓狀態，如C點所示，集電極輸出電流雖然較大，但集電極電壓較小，因此輸出功率和效率都較小。當Rq﹥R0時，放大器處于過壓狀態，如B點所示，集電極電壓雖然比較大，但集電極電流波形有凹陷，因此輸出功率較低，但效率較高。為了兼顧輸出功率和效率的要求，諧振功率放大器通常選擇在臨界工作狀態。判斷放大器是否為臨界工作狀態的條件是：

• 實驗步驟
  

• 連線框圖如圖7-5所示
  

圖7-5 非線性丙類功率放大電路連線框圖

• 在前置放大電路輸入端P5處輸入頻率＝10.7MHz（測試點TP7，Vp-p≈300mV）的高頻信號， 調節中周T5，使TP15處信號約為3.5V。調節T6，使TP9幅度最大。
  

調諧特性的測試

將S1設為“0000”，以0.5MHz為步進從9MHz～15MHz改變輸入信號頻率，記錄TP9處的輸出幅度，填入表7-1。

表7-1

負載特性的測試

將信號源調至10.7M，RF幅度為300mV。8號板負載電阻轉換開關S1(第4位沒用到)依次撥為“1110”，“0110”和“0100”，用示波器觀測相應的Vc（TP9處觀測）值和Ve（TP8處觀測）波形，描繪相應的ie波形，分析負載對工作狀態的影響。表中的R19=18歐，R20=51歐，R21=100歐。

表7-2　 Vb＝6V  f＝10.7MHz   VCC＝5V

• 觀察激勵電壓變化對工作狀態的影響
  

先將TP8調成對稱的凹陷波形，然后使輸入信號由大到小變化，用示波器觀察ie波形的變化（觀測ie波形即觀測Ve波形，ie＝Ve/R16+R17），用示波器在TP8處觀察

• 實驗報告要求
  

• 整理實驗數據，并填寫表7-1、7-2。
• 對實驗參數和波形進行分析，說明輸入激勵電壓、負載電阻對工作狀態的影響。
• 分析丙類功率放大器的特點、
  

一、實驗目的

• 掌握三點式正弦波振蕩器電路的基本原理，起振條件，振蕩電路設計及電路參數計算。
• 通過實驗掌握晶體管靜態工作點、反饋系數大小、負載變化對起振和振蕩幅度的影響。
• 研究外界條件（溫度、電源電壓、負載變化）對振蕩器頻率穩定度的影響。
  

二、實驗內容

• 熟悉振蕩器模塊各元件及其作用。
• 進行LC振蕩器波段工作研究。
• 研究LC振蕩器中靜態工作點、反饋系數以及負載對振蕩器的影響。
• 測試LC振蕩器的頻率穩定度。
  

• 實驗儀器
  

1、模塊 3                               1塊

2、頻率計模塊                           1塊

3、雙蹤示波器                           1臺

4、萬用表                               1塊

• 基本原理
  

圖5-1 正弦波振蕩器（4.5MHz）

將開關S1的1撥下2撥上， S2全部斷開，由晶體管N1和C3、C10、C11、C4、CC1、L1構成電容反饋三點式振蕩器的改進型振蕩器——西勒振蕩器，電容CCI可用來改變振蕩頻率。

振蕩器的頻率約為4.5MHz （計算振蕩頻率可調范圍）

振蕩電路反饋系數

F=

振蕩器輸出通過耦合電容C5（10P）加到由N2組成的射極跟隨器的輸入端，因C5容量很小，再加上射隨器的輸入阻抗很高，可以減小負載對振蕩器的影響。射隨器輸出信號經N3調諧放大，再經變壓器耦合從P1-輸出。

• 實驗步驟
  

• 根據圖5-1在實驗板上找到振蕩器各零件的位置并熟悉各元件的作用。
• 研究振蕩器靜態工作點對振蕩幅度的影響。
  

1）將開關S1撥為“01”，S2撥為“00”，構成LC振蕩器。

2）改變上偏置電位器W1，記下N1發射極電流Ieo(=，R11=1K)（將萬用表紅表筆接TP2，黑表筆接地測量VE），并用示波測量對應點TP4的振蕩幅度VP-P，填于表5-1中，分析輸出振蕩電壓和振蕩管靜態工作點的關系。

表5-1

分析思路：靜態電流ICQ會影響晶體管跨導gm，而放大倍數和gm是有關系的。在飽和狀態下（ICQ過大），管子電壓增益AV會下降，一般取ICQ=（1~5mA）為宜。

• 測量振蕩器輸出頻率范圍
  

將頻率計接于P1處，改變CC1，用示波器從TP8觀察波形及輸出頻率的變化情況，記錄最高頻率和最低頻率填于5-2表中。

表5-2

• 實驗報告要求
  
  
  
  
  
  
  
  • 記錄實驗箱序號
  • 分析靜態工作點、反饋系數F對振蕩器起振條件和輸出波形振幅的影響，并用所學理論加以分析。
    

一、實驗目的

• 掌握用集成模擬乘法器實現全載波調幅、抑制載波雙邊帶調幅和音頻信號單邊帶調幅的方法。
•     研究已調波與調制信號以及載波信號的關系。
•     掌握調幅系數的測量與計算方法。
•     通過實驗對比全載波調幅、抑制載波雙邊帶調幅和單邊帶調幅的波形。
•     了解模擬乘法器（MC1496）的工作原理，掌握調整與測量其特性參數的方法。
  

二、實驗內容

• 實現全載波調幅，改變調幅度，觀察波形變化并計算調幅度。
• 實現抑制載波的雙邊帶調幅波。
• 實現單邊帶調幅。
  

三、實驗儀器

• 信號源模塊                           1塊
• 頻率計模塊                           1塊
• 4 號板                               1塊
• 雙蹤示波器                           1臺
• 萬用表                               1塊
  

四、實驗原理及實驗電路說明

幅度調制就是載波的振幅（包絡）隨調制信號的參數變化而變化。本實驗中載波是由高頻信號源產生的465KHz高頻信號，1KHz的低頻信號為調制信號。振幅調制器即為產生調幅信號的裝置。

• 集成模擬乘法器的內部結構
  

集成模擬乘法器是完成兩個模擬量（電壓或電流）相乘的電子器件。在高頻電子線路中，振幅調制、同步檢波、混頻、倍頻、鑒頻、鑒相等調制與解調的過程，均可視為兩個信號相乘或包含相乘的過程。采用集成模擬乘法器實現上述功能比采用分離器件如二極管和三極管要簡單得多，而且性能優越。所以目前無線通信、廣播電視等方面應用較多。集成模擬乘法器常見產品有BG314、F1595、F1596、MC1495、MC1496、LM1595、LM1596等。

1)MC1496的內部結構

在本實驗中采用集成模擬乘法器MC1496來完成調幅作用。MC1496是四象限模擬乘法器，其內部電路圖和引腳圖如圖10-1所示。其中V1、V2與V3、V4組成雙差分放大器，以反極性方式相連接，而且兩組差分對的恒流源V5與V6又組成一對差分電路，因此恒流源的控制電壓可正可負，以此實現了四象限工作。V7、V8為差分放大器V5與V6的恒流源。

圖10-1 MC1496的內部電路及引腳圖

2）靜態工作點的設定

(1)靜態偏置電壓的設置

靜態偏置電壓的設置應保證各個晶體管工作在放大狀態，即晶體管的集-基極間的電壓應大于或等于2V，小于或等于最大允許工作電壓。根據MC1496的特性參數，對于圖10-1所示的內部電路，應用時，靜態偏置電壓（輸入電壓為0時）應滿足下列關系，即

ν8=ν10,      ν1=ν4,      ν6=ν12

15V≥ν6　(ν12)－ν8　(ν10)≥2V

15V≥ν8　(ν10)－ν1　(ν4)≥2V

15V≥ν1　(ν4)－ν5≥2V

(2)靜態偏置電流的確定

靜態偏置電流主要由恒流源I0的值來確定。

當器件為單電源工作時，引腳14接地，5腳通過一電阻VR接正電源+VCC由于I0是I5的鏡像電流，所以改變VR可以調節I0的大小，即

當器件為雙電源工作時，引腳14接負電源-Vee，5腳通過一電阻VR接地，所以改變VR可以調節I0的大小，即

根據MC1496的性能參數，器件的靜態電流應小于4mA，一般取。在本實驗電路中VR用6.8K的電阻R15代替.

　　2、實驗電路說明

用MC1496集成電路構成的調幅器電路圖如圖10-2（見P.65）所示。

圖中W1用來調節引出腳1、4之間的平衡，器件采用雙電源方式供電（＋12V，－8V），所以5腳偏置電阻R15接地。電阻R1、R2、R4、R5、R6為器件提供靜態偏置電壓，保證器件內部的各個晶體管工作在放大狀態。載波信號加在V1－V4的輸入端，即引腳8、10之間；載波信號Vc經高頻耦合電容C1從10腳輸入，C2為高頻旁路電容，使8腳交流接地。調制信號加在差動放大器V5、V6的輸入端，即引腳1、4之間，調制信號VΩ經低頻偶合電容E1從1腳輸入。2、3腳外接1KΩ電阻，以擴大調制信號動態范圍。當電阻增大，線性范圍增大，但乘法器的增益隨之減小。已調制信號取自雙差動放大器的兩集電極（即引出腳6、12之間）輸出。

五、實驗步驟

1、連線框圖如圖10-2所示

圖10-2 模擬乘法器調幅連線框圖

抑制載波振幅調制：

1）P1端輸入載波信號，調節平衡電位器W1，使輸出信號VO（t）（TP6）中載波輸出幅度最小（此時MC1496的1、4腳電壓相等）。

2）再從P3端輸入音頻信號（正弦波），逐漸增加輸入音頻信號頻率，觀察TP6處最后出現如圖10-3所示的抑制載波的調幅信號。（將音頻信號頻率調至最大，即可測得清晰的抑制載波調幅波）

圖10-3 抑制載波調幅波形

全載波振幅調制：

1）先將P1端輸入載波信號，調節平衡電位器W1，使輸出信號VO（t）（TP6）中有載波輸出（此時V1與V4不相等, 即MC1496的1、4腳電壓）。

2）再從P3端輸入音頻信號（正弦波），逐漸增大音頻信號頻率，TP6最后出現如圖11-4所示的有載波調幅信號的波形，記下AM波對應Vmax和Vmin，并計算調幅度m。

圖10-4 普通調幅波波形

抑制載波單邊帶振幅調制：

  1）步驟同抑制載波振幅調制，將音頻信號頻率調到10KHz，從P5（TP7）處觀察輸出波形。

• 比較全載波調幅、抑制載波雙邊帶調幅和抑制載波單邊帶調幅的波形。
  

六、實驗報告要求

1、整理實驗數據，畫出實驗波形。

2、畫出調幅實驗中m＝30％、m＝100％、m > 100% 的調幅波形,分析過調幅的原因。

    3、畫出當改變W1時能得到幾種調幅波形，分析其原因。

4、畫出全載波調幅波形、抑制載波雙邊帶調幅波形及抑制載波的單邊帶調幅波形，比較三者區別。

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