大功率開關電源短路嘯叫
相信大家遇到過這種情況，開關電源在滿載后突然將電源短路測試，有時候會聽到電源有嘯叫的情況；或者是在設置電流保護時，當電流調試到某一段位，會有嘯叫，其嘯叫的聲音抑揚頓挫，甚是煩人，究其原因主要為以下：
當輸出負載較大,接近電源功率極限時,開關變壓器可能會進入一種不穩定狀態:前一周期開關管占空比過大,導通時間過長,通過高頻變壓器傳輸了過多的能量;直流整流的儲能電感本周期內能量未充分釋放,經PWM判斷,在下一個周期內沒有產生令開關管導通的驅動信號或占空比過小;開關管在之后的整個周期內為截止狀態,或者導通時間過短;儲能電感經過多于一整個周期的能量釋放,輸出電壓下降,開關管下一個周期內的占空比又會大…… 如此周而復始,使變壓器發生較低頻率(有規律的間歇性全截止周期或占空比劇烈變化的頻率)的振動,發出人耳可以聽到的較低頻率的聲音. 同時,輸出電壓波動也會較正常工作增大.當單位時間內間歇性全截止周期數量達到總周期數的一個可觀比例時,甚至會令原本工作在超聲頻段的變壓器振動頻率降低,進入人耳可聞 的頻率范圍,發出尖銳的高頻“哨叫”.此時的開關變壓器工作在嚴重的超載狀態,時刻都有燒毀的可能——這就是許多電源燒毀前“慘叫”的由來,相信有些用戶曾經有過類似的經歷. 空載,或者負載很輕時開關管也有可能出現間歇性的全截止周期,開關變壓器同樣工作在超載狀態,同樣非常危險.
針對此問題,可通過在輸出端預置假負載的方法解決,但在一些“節省”的或大功率電源中仍偶有發生.當不帶載或者負載太輕時,變壓器在工作時所產生的反電勢不能很好的被吸收.這樣變壓器就會耦合很多雜波信號到你的1.2繞組.這個雜波信號包括了許多不同頻譜的交流分量.其中也有許多低頻波,當低頻波與你變壓器的固有振蕩頻率一致時,那么電路就會形成低頻自激.變壓器的磁芯不會發出聲音.我們知道,人的聽覺范圍是20--20KHZ.所以我們在設計電路時,一般都加上選頻回路.以濾除低頻成份.，最好是在反饋回路上加一個帶通電路,以防止低頻自激.或者是將你的開關電源做成固定頻率的即可. 磁環電感的磁導率計算方法
μo是真空中的磁導率4∏*10-7 H/m
μ=μo*μr（磁環磁導率）
我們在工作中有時候會遇到這樣的情況：已經知道了鐵氧體線圈電感的感量，卻不知道里邊鐵芯的磁導率，如果你抄過板你就知道了！下面提供一種科學的計算方法（取自趙修科老師的著作中）
例如：有一只為止磁導率的磁環線圈，已知內徑為d20mm，外徑為D40mm，高h為10mm，匝數為40，感量為100uH，求磁環的磁導率
解：磁路的長度為L= 1/2*∏*(d+D)=0.03∏(米)
磁芯截面積：
A=1/2*h*(D-d)=1 cm2=10-4m2
由電感計算公式：L= N2*μo *μr *A/L
μr= 47 H/m（磁環相對真空的磁導率） 反激開關電源
開關電源分為:隔離與非隔離兩種形式，在這里主要談一談隔離式開關電源的拓撲形式，隔離電源按照結構形式不同，可分為兩大類：正激式和反激式。反激式指在變壓器原邊導通時副邊截止，變壓器儲能。原邊截止時，副邊導通，能量釋放到負載的工作狀態，一般常規反激式電源單管 多，雙管的不常見。正激式指在變壓器原邊導通同時副邊感應出對應電壓輸出到負載，能量通過變壓器直接傳遞。按規格又可分為常規正激，包括單管正激，雙管正激。半橋、橋式電路都屬于正激電路。
正激和反激電路各有其特點，在設計電路的過程中為達到最優性價比，可以靈活運用。一般在小功率場合可選用反激式。稍微大一些可采用單管正激電路，中等功率可采用雙管正激電路或半橋電路，低電壓時采用推挽電路，與半橋工作狀態相同。大功率輸出，一般采用橋式電路，低壓也可采用推挽電路。
反激式電源因其結構簡單，省掉了一個和變壓器體積大小差不多的電感，而在中小功率電源中得到廣泛的應用。在有些介紹中講到反激式電源功率只能做到幾十瓦，輸出功率超過100瓦就沒有優勢，實現起來有難度。本人認為一般情況下是這樣的，但也不能一概而論，PI公司的TOP芯片就可做到300瓦，有文章介紹反激電源可做到上千瓦，但沒見過實物。輸出功率大小與輸出電壓高低有關。
反激電源變壓器漏感是一個非常關鍵的參數，由于反激電源需要變壓器儲存能量，要 使變壓器鐵芯得到充分利用，一般都要在磁路中開氣隙，其目的是改變鐵芯磁滯回線的斜率，使變壓器能夠承受大的脈沖電流沖擊，而不至于鐵芯進入飽和非線形狀態，磁路中氣隙處于高磁阻狀態，在磁路中產生漏磁遠大于完全閉合磁路。
變壓器初次極間的偶合，也是確定漏感的關鍵因素，要盡量使初次極線圈靠近，可采用三明治繞法，但這樣會使變壓器分布電容增大。選用鐵芯盡量用窗口比較長的磁芯，可減小漏感，如用EE、EF、EER、PQ型磁芯效果要比EI型的好。
關于反激電源的占空比，原則上反激電源的最大占空比應該小于0.5，否則環路不容易補償，有可能不穩定，但有一些例外，如美國PI公司推出的 TOP系列芯片是可以工作在占空比大于0.5的條件下。
占空比由變壓器原副邊匝數比確定，本人對做反激的看法是，先確定反射電壓（輸出電壓通過變壓器耦合反映到原邊的電壓值），在一定電壓范圍內反射電壓提高則工作占空比增大，開關管損耗降低。反射電壓降低則工作占空比減小，開關管損耗增大。當然這也是有前提條件，當占空比增大，則意味著輸出二極管導通時間縮 短，為保持輸出穩定，更多的時候將由輸出電容放電電流來保證，輸出電容將承受更大的高頻紋波電流沖刷，而使其發熱加劇，這在許多條件下是不允許的。
占空比增大，改變變壓器匝數比，會使變壓器漏感加大，使其整體性能變，當漏感能量大到一定程度，可充分抵消掉開關管大占空帶來的低損耗，時就沒有再增大占空比的意義了，甚至可能會因為漏感反峰值電壓過高而擊穿開關管。由于漏感大，可能使輸出紋波，及其他一些電磁指標變差。當占空比小時，開關管通過電流有效 值高，變壓器初級電流有效值大，降低變換器效率，但可改善輸出電容的工作條件，降低發熱。如何確定變壓器反射電壓（即占空比）
接著談關于反激電源的占空比（本人關注反射電壓，與占空比一致），占空比還與選擇開關管的耐壓有關，有一些早期的反激電源使用比較低耐壓開關管，如 600V或650V作為交流220V 輸入電源的開關管，也許與當時生產工藝有關，高耐壓管子，不易制造，或者低耐壓管子有更合理的導通損耗及開關特性，像這種線路反射電壓不能太高，否則為使開關管工作在安全范圍內，吸收電路損耗的功率也是相當可觀的。
實踐證明600V管子反射電壓不要大于100V，650V管子反射電壓不要大于120V，把漏感尖峰電壓值鉗位在50V時管子還有50V的工作余量。現在 由于MOS管制造工藝水平的提高，一般反激電源都采用700V或750V甚至 800-900V的開關管。像這種電路，抗過壓的能力強一些開關變壓器反射電壓也可以做得比較高一些，最大反射電壓在150V比較合適，能夠獲得較好的綜 合性能。
PI公司的TOP芯片推薦為135V采用瞬變電壓抑制二極管鉗位。但他的評估板一般反射電壓都要低于這個數值在110V左右。這兩種類型各有優缺點：
第一類：缺點抗過壓能力弱，占空比小，變壓器初級脈沖電流大。優點：變壓器漏感小，電磁輻射低，紋波指標高，開關管損耗小，轉換效率不一定比第二類低。
第二類：缺點開關管損耗大一些，變壓器漏感大一些，紋波差一些。優點：抗過壓能力強一些，占空比大，變壓器損耗低一些，效率高一些。
反激電源反射電壓還有一個確定因素
反激電源的反射電壓還與一個參數有關，那就是輸出電壓，輸出電壓越低則變壓器匝數比越大，變壓器漏感越大，開關管承受電壓越高，有可能擊穿開關管、吸收電路消耗功率越大，有可能使吸收回路功率器件永久失效（特別是采用瞬變電壓抑制二極管的電路）。在設計低壓輸出小功率反激電源的優化過程中必須小心處理，其 處理方法有幾個：
1、 采用大一個功率等級的磁芯降低漏感，這樣可提高低壓反激電源的轉換效率，降低損耗，減小輸出紋波，提高多路輸出電源的交差調整率，一般常見于家電用開關電源，如光碟機、DVB機頂盒等。
2、如果條件不允許加大磁芯，只能降低反射電壓，減小占空比。降低反射電壓可減小漏感但 有可能使電源轉換效率降低，這兩者是一個矛盾，必須要有一個替代過程才能找到一個合適的點，在變壓器替代實驗過程中，可以檢測變壓器原邊的反峰電壓，盡量降低反峰電壓脈沖的寬度，和幅度，可增加變換器的工作安全裕度。一般反射電壓在110V時比較合適。
3、增強耦合，降低損耗，采用新的技術，和繞線工藝，變壓器為滿足安全規范會在原邊和副 邊間采取絕緣措施，如墊絕緣膠帶、加絕緣端空膠帶。這些將影響變壓器漏感性能，現實生產中可采用初級繞組包繞次級的繞法。或者次級用三重絕緣線繞制，取消初次級間的絕緣物，可以增強耦合，甚至可采用寬銅皮繞制。
文中低壓輸出指小于或等于5V的輸出，像這一類小功率電源，本人的經驗是，功率輸出大于20W輸出可采用正激式，可獲得最佳性價比，當然這也不是決對的， 與個人的習慣，應用的環境有關系，下次談一談反激電源用磁性芯，磁路開氣隙的一些認識，希望各位高人指點。
反激電源變壓器磁芯在工作在單向磁化狀態，所以磁路需要開氣隙，類似于脈動直流電感器。部分磁路通過空氣縫隙耦合。為什么開氣隙的原理本人理解為：由于功率鐵氧體也具有近似于矩形的工作特性曲線（磁滯回線），在工作特性曲線上Y軸表示磁感應強度（B），現在的生產工藝一般飽和點在400mT以上，一般此值 在設計中取值應該在200-300mT比較合適、X軸表示磁場強度（H）此值與磁化電流強度成比例關系。磁路開氣隙相當于把磁體磁滯回線向X 軸向傾斜，在同樣的磁感應強度下，可承受更大的磁化電流，則相當于磁心儲存更多的能量，此能量在開關管截止時通過變壓器次級瀉放到負載電路，反激電源磁芯開氣隙有兩個作用。其一是傳遞更多能量，其二防止磁芯進入飽和狀態。
反激電源的變壓器工作在單向磁化狀態，不僅要通過磁耦合傳遞能量，還擔負電壓變換輸入輸出隔離的多重作用。所以氣隙的處理需要非常小心，氣隙太大可使漏感變大，磁滯損耗增加，鐵損、銅損增大，影響電源的整機性能。氣隙太小有可能使變壓器磁芯飽和，導致電源損壞
所謂反激電源的連續與斷續模式是指變壓器的工作狀態，在滿載狀態變壓器工作于能量完全傳遞，或不完全傳遞的工作模式。一般要根據工作環境進行設計，常規反激電源應該工作在連續模式，這樣開關管、線路的損耗都比較小，而且可以減輕輸入輸出電容的工作應力，但是這也有一些例外。
需要在這里特別指出：由于反激電源的特點也比較適合設計成高壓電源，而高壓電源變壓器一般工作在斷續模式，本人理解為由于高壓電源輸出需要采用高耐壓的整流二極管。由于制造工藝特點，高反壓二極管，反向恢復時間長，速度低，在電流連續狀態，二極管是在有正向偏壓時恢復，反向恢復時的能量損耗非常大，不利于 變換器性能的提高，輕則降低轉換效率，整流管嚴重發熱，重則甚至燒毀整流管。由于在斷續模式下，二極管是在零偏壓情況下反向偏置，損耗可以降到一個比較低的水平。所以高壓電源工作在斷續模式，并且工作頻率不能太高。
還有一類反激式電源工作在臨界狀態，一般這類電源工作在調頻模式，或調頻調寬雙模式，一些低成本的自激電源（RCC）常采用這種形式，為保證輸出穩定，變 壓器工作頻率隨著，輸出電流或輸入電壓而改變，接近滿載時變壓器始終保持在連續與斷續之間，這種電源只適合于小功率輸出，否則電磁兼容特性的處理會很讓人頭痛
反激開關電源變壓器應工作在連續模式，那就要求比較大的繞組電感量，當然連續也是有一定程度的，過分追求絕對連續是不現實的，有可能需要很大的磁芯，非常多的線圈匝數，同時伴隨著大的漏感和分布電容，可能得不償失。那么如何確定這個參數呢，通過多次實踐，及分析同行的設計，本人認為，在標稱電壓輸入時，輸 出達到50%~60%變壓器從斷續，過渡到連續狀態比較合適。或者在最高輸入電壓狀態時，滿載輸出時，變壓器能夠過渡到連續狀態就可以了。
反激式開關電源占空比Dmax:
Dmax=e/(e+Vmin)*100%,e是指開關管截止時，初級線圈上的自感電動勢，有人稱之為反射電壓。
e的取值，由Vmin及Dmax決定，一般Dmax取0.4-0.45（為保證磁通復位，Dmax要小于0.5，實際應用要留裕量。
電源PCB板設計全過程
作為PCB工程師，在Lay PCB，應重點注意那些事項？
1、電源進來之后，先到濾波電容，從濾波電容出來之后，才送給后面的設備。因為PCB上面的走線，不是理想的導線，存在著電阻以及分布電感，如果從濾波電容前面取電，紋波就會比較大，濾波效果就不好了。
2、線條有講究：有條件做寬的線決不做細，不得有尖銳的倒角，拐彎也不得采用直角。地線應盡量寬，最好使用大面積敷銅，這對接地點問題有相當大的改善。
3、電容是為開關器件(門電路)或其它需要濾波/退耦的部件而設置的，布置這些電容就應盡量靠近這些元部件，離得太遠就沒有作用了。
Lay PCB（電源板）時，結合安規要求，重點注意那些事項？
1、交流電源進線，保險絲之前兩線最小安全距離不小于6MM，兩線與機殼或機內接地最小安全距離不小于8MM。
2、保險絲后的走線要求：零、火線最小爬電距離不小于3MM。
3、高壓區與低壓區的最小爬電距離不小于8MM，不足8MM或等于8MM的。須開2MM的安全槽。
4、高壓區須有高壓示警標識的絲印，即有感嘆號在內的三角形符號；高壓區須用絲印框住，框條絲印須不小于3MM
5、高壓整流濾波的正負之間的最小安全距離不小于2MM
簡述設計、開發流程。
1、根據設計制作原理圖
2、在原理圖編譯通過后，就可以產生相應的網絡表了
3、制作物理邊框(Keepout Layer)
4、元件和網絡的引入
5、元件的布局
元件的布局與走線對產品的壽命、穩定性、電磁兼容都有很大的影響，是應該特別注意的地方。一般來說應該有以下一些原則：⑴放置順序 先放置與結構有關的固定位置的元器件，如電源插座、指示燈、開關、連接件之類，這些器件放置好后用軟件的ＬＯＣＫ功能將其鎖定，使之以后不會被誤移動。再放置線路上的特殊元件和大的元器件，如發熱元件、變壓器、IC等。最后放置小器件。⑵注意散熱 元件布局還要特別注意散熱問題。對于大功率電路，應該將那些發熱元件如功率管、變壓器等盡量靠邊分散布局放置，便于熱量散發，不要集中在一個地方，也不要高電容太近以免使電解液過早老化。
6、布線
7、調整完善
完成布線后，要做的就是對文字、個別元件、走線做些調整以及敷銅（這項工作不宜太早，否則會影響速度，又給布線帶來麻煩），同樣是為了便于進行生產、調試、維修。敷銅通常指以大面積的銅箔去填充布線后留下的空白區，可以鋪ＧＮＤ的銅箔，也可以鋪ＶＣＣ的銅箔（但這樣一旦短路容易燒毀器件，最好接地，除非不得已用來加大電源的導通面積，以承受較大的電流才接ＶＣＣ）。包地則通常指用兩根地線（ＴＲＡＣ）包住一撮有特殊要求的信號線，防止它被別人干擾或干擾別人。 如果用敷銅代替地線一定要注意整個地是否連通，電流大小、流向與有無特殊要求，以確保減少不必要的失誤。
8、檢查核對
網絡有時候會因為誤操作或疏忽造成所畫的板子的網絡關系與原理圖不同，這時檢察核對是很有必要的。所以畫完以后切不可急于交給制版廠家，應該先做核對，后再進行后續工作。
設計中，PCB 設計與機構設計應如何統一？
限高要求，元器件布局不應導致裝配干涉；PCB外形以及定位孔、安裝孔等的設計應考慮PCB制造PCB外形和尺寸應與結構設計一致，器件選型應滿足結構的加工誤差以及結構件的加工誤差PCB布局選用的組裝流程應使生產效率最高；設計者應考慮板形設計是否最大限度地減少組裝流程的問題，即多層板或雙面板的設計能否用單面板代替？PCB每一面是否能用
一種組裝流程完成?能否最大限度地不用手工焊？使用的插裝元件能否用貼片元件代替？選用元件的封裝應與實物統一，焊盤間距、大小滿足設計要求；元器件均勻分布﹐特別要把大功率的器件分散開﹐避免電路工作時PCB上局部過熱產生應力﹐影響焊點的可靠性；考慮大功率器件的散熱設計；在設計許可的條件下，元器件的布局盡可能做到同類元器件按相同的方向排列，相同功能的模塊集中在一起布置；相同封裝的元器件等距離放置，以便元件貼裝、焊接和檢測；絲印清晰可辨，極性、方向指示明確，且不被組裝好后的器件遮擋住。
PCB版材質有那些？開關電源的PCB常用材質有那些？
1、94V-0、94V-2 屬于一類阻燃級別材質，而這兩種中94V-0又屬于阻燃級別材質中最高的一種。
以材質來分的話，其可分為有機材質和無機材質
a. 有機材質 酚醛樹脂、玻璃纖維/環氧樹脂、Polyimide、BT/Epoxy等皆屬之。
b. 無機材質 鋁、Copper-invar-copper、ceramic等
2、鋁基板PCB
簡述材料承認流程
1、對樣品進行單體測試,提出“樣品測試報告”,對某些需專用儀器測試項目可以廠商測試為參考.對于國外知名品牌晶體半導體類、塑膠件及包裝性材料可不作單項測試,但各種類材料樣品需有實際性安裝及使用測試并以此結果作最終判定中重要依據;
2、使用測試并以此結果作最終判定重要依據,研發部根據樣品之測試結果與承認書中規格核對,確定承認書與樣品的一致性,并檢查承認書內容的完整性;
3、對單測試不合格或承認書不符合要求的材料,要求采購重新提供樣品及承認書;
4、對某些關鍵性材料,在研發部單體測試通過后,由研發部申請小批量試投,生產部主導試投工作,品管部負責試投材料的驗證;
5、材料樣品承認書及試投(關鍵性材料)均合格后,加附“材料承認書”封面并做樣品封存(塑膠件及包裝材料可只作樣品封存),由研發部經理批準后發行至相關部門.
如何在設計PCB時增強防靜電ESD功能
在PCB板的設計當中，可以通過分層、恰當的布局布線和安裝實現PCB的抗ESD設計。在設計過程中，通過預測可以將絕大多數設計修改僅限于增減元器件。通過調整PCB布局布線，能夠很好地防范ESD。
來自人體、環境甚至電子設備內部的靜電對于精密的半導體芯片會造成各種損傷，例如穿透元器件內部薄的絕緣層；損毀MOSFET和CMOS元器件的柵極；CMOS器件中的觸發器鎖死；短路反偏的PN結；短路正向偏置的PN結；熔化有源器件內部的焊接線或鋁線。為了消除靜電釋放(ESD)對電子設備的干擾和破壞，需要采取多種技術手段進行防范。
在PCB板的設計當中，可以通過分層、恰當的布局布線和安裝實現PCB的抗ESD設計。在設計過程中，通過預測可以將絕大多數設計修改僅限于增減元器件。通過調整PCB布局布線，能夠很好地防范ESD。以下是一些常見的防范措施。
盡可能使用多層PCB，相對于雙面PCB而言，地平面和電源平面，以及排列緊密的信號線-地線間距能夠減小共模阻抗和感性耦合，使之達到雙面PCB的 1/10到1/100。盡量地將每一個信號層都緊靠一個電源層或地線層。對于頂層和底層表面都有元器件、具有很短連接線以及許多填充地的高密度PCB，可以考慮使用內層線。
對于雙面PCB來說，要采用緊密交織的電源和地柵格。電源線緊靠地線，在垂直和水平線或填充區之間，要盡可能多地連接。一面的柵格尺寸小于等于60mm，如果可能，柵格尺寸應小于13mm。
確保每一個電路盡可能緊湊。
盡可能將所有連接器都放在一邊。
如果可能，將電源線從卡的中央引入，并遠離容易直接遭受ESD影響的區域。
在引向機箱外的連接器(容易直接被ESD擊中)下方的所有PCB層上，要放置寬的機箱地或者多邊形填充地，并每隔大約13mm的距離用過孔將它們連接在一起。
在卡的邊緣上放置安裝孔，安裝孔周圍用無阻焊劑的頂層和底層焊盤連接到機箱地上。
PCB裝配時，不要在頂層或者底層的焊盤上涂覆任何焊料。使用具有內嵌墊圈的螺釘來實現PCB與金屬機箱/屏蔽層或接地面上支架的緊密接觸。
在每一層的機箱地和電路地之間，要設置相同的“隔離區”；如果可能，保持間隔距離為0.64mm。
在卡的頂層和底層靠近安裝孔的位置，每隔100mm沿機箱地線將機箱地和電路地用1.27mm寬的線連接在一起。與這些連接點的相鄰處，在機箱地和電路地之間放置用于安裝的焊盤或安裝孔。這些地線連接可以用刀片劃開，以保持開路，或用磁珠/高頻電容的跳接。
如果電路板不會放入金屬機箱或者屏蔽裝置中，在電路板的頂層和底層機箱地線上不能涂阻焊劑，這樣它們可以作為ESD電弧的放電極。
要以下列方式在電路周圍設置一個環形地：
(1)除邊緣連接器以及機箱地以外，在整個外圍四周放上環形地通路。
(2)確保所有層的環形地寬度大于2.5mm。
(3)每隔13mm用過孔將環形地連接起來。
(4)將環形地與多層電路的公共地連接到一起。
(5) 對安裝在金屬機箱或者屏蔽裝置里的雙面板來說，應該將環形地與電路公共地連接起來。不屏蔽的雙面電路則應該將環形地連接到機箱地，環形地上不能涂阻焊劑，以便該環形地可以充當ESD的放電棒，在環形地(所有層)上的某個位置處至少放置一個0.5mm寬的間隙，這樣可以避免形成一個大的環路。信號布線離環形地的距離不能小于0.5mm。
數字工程師為何不相信EMC的幾個誤區
最近參加了IEEE電磁兼容性（EMC）學會的一個本地（西雅圖）會議，這并不是我所居住的地方，但我極力向你推薦，在這里你可以了解更多的EMC的基本知識，還可以獲取大量的免費建議。
聽 完Bill Ritenour關于汽油泵的靜電屏蔽的演講之后，我們開始關注另一個問題，即：為具有純數字背景的人員講授EMC概念的優勢何在？討論得出結果后又經過 反復思考，現在我終于能夠指出眾多數字工程師難以處理EMC問題的基本原因。與模擬世界的一些觀點相反，這并不是因為他們沒有說話能力，也不是因為他們在 學校里沒有刻苦學習，實際上與工程師個人沒有任何關系。而現在許多有關EMC的難題的根本潛在原因是態度問題，即：數字工程師不相信EMC。這種令人遺憾的情況是由多種因素造成的，我們的教育機構、儀器（集成電路、仿真工具等）的制造商以及工程管理方面的低劣性能都有無法推卸的責任。
我們的機構、廠商和管理者無意地宣傳了五種誤解，致使許多數字工程師新手無法正確理解EMC，甚至不相信它的存在，對于剛從學校出來的數字工程師新手來說，最多只是一個神話。
你對五種誤解了解得越多，就越能理解許多數字工程師的觀點，從而幫助你解決不可避免的EMC難題。
Ⅰ數字工程師不相信電流是循環流動的
從數字簡圖上可以看出，邏輯網上的數字信號是在門之間傳遞的，這些信號是以電子流的形式實現傳遞的，而電子流也總是循環流動的，但是在簡圖中并沒有示意返回信號流的路徑。
許 多數字工程師都相信返回的路徑是不相干的。如果邏輯驅動器充當電壓源，而輸入充當電壓接收器，他們則推論出擔心電流的原因。示波器和邏輯分析器廠商主要推銷電壓狀態的探針，增加了對EMC的誤解。若電流感應良好的探針具有接近活性的極微小的探尖，則可以在單個的BGA球上看見電流的流動，這變成了“現實 ”，而不僅僅是單純的理論概念。
比如說，你準備與某個數字工程師共同研究普通狀態的電纜輻射問題，首先你需要確信這個工程師是否真正理解電流是循環流動的這一事實。
Ⅱ數字工程師不相信H場
我 將這類誤解歸因于教育系統，他們將重點放在電子域效應上，而不是磁性上。這是電子管時代的產物，其主要特征是電路阻抗非常高。例如，電子管的板極電路可能有100,000 歐姆的阻抗，大大高于自由空間的阻抗（377歐姆），因此板極電路周圍的大多數近場能量將處于電子場狀態，多數的交叉耦合與寄生耦合問題都將產生電子場或電容性效應。
現在的高速數字系統電路是低阻抗的，接近50歐姆，大大低于377歐姆的自由空間阻抗，而數字電路周圍的大多數近場能量則處于磁場狀態，并非電子場狀態，因此高速數字系統中的交叉干擾、接地逆跳和干擾問題涉及電流、磁場和電感的循環。
在EMC世界中，數字電路板周圍的近場能量大多數是磁性的，這是普通的常識，但數字工程師卻不了解。
Ⅲ數字工程師不相信門是差動放大器
典型的產品數據單中是采用絕對伏特單位對輸入電壓的靈敏度進行評定的，但是就門僅僅對應于輸入引腳電壓和指定的參考引腳電壓之間的區別而言，沒有作出明確的說明，另外，也不明確哪一個是指定的參考引腳。（對于TTL來說，指陰極電源干線；對ECL來說，指陽極線。）
這種概念的不明確使許多工程師認為門可以感知“絕對零”伏特，就好象具有魔力的電線從芯片中引出，連接到地球的中心，從而找出“真正的”接地參考電壓。因而，他們無法理解系統中的兩點接地電壓不相等時所產生的問題。
當然，沒有一個廠商會承認他們生產的芯片容易受到接地移動的影響，因此他們無法談論更多有關這方面的情況也是意料之中的事。此外，這類系統結構允許芯片之間進行接地移動，這很有可能出現故障，而且可能生成大量的EMI，并面臨ESD和其它的免除性問題，這才是嚴重的問題。
大多數的數字工程師都沒有花時間去考慮系統中不同的接地電壓的存在，以及對性能產生的效應，或者實現接地移動的機制。
IV 數字工程師不相信電磁波
盡 管在工作中會遇到大量的有關電磁場的實例（如微波爆米花和電視），但許多的數字工程師仍不相信數字系統中產生過這種效應，其根源在于波動不存在于 Spice設備中。一代電路設計者相信基于Spice的軟件仿真世界是真實條件下運作的真實電路的表現，但他們不理解這是有限制性的。剛從學校畢業的數字設計者認為，Spice不能做E&M場，因此肯定是不存在的。
仿真自然有它的作用，總的來說，如果你知道要模擬什么，那么它就能產生奇 跡。但是你若致力于比如EMC的研究，則會過分吹噓仿真的優勢，而問題在于我們不一定知道影響最大的是什么效應，仿真也無能為力。Samuel Clemens曾說過：“我們永遠無法預測災難的降臨。”
Ⅴ數字工程師不相信理解EMC有助于我們自身的事業發展
這屬于管理方面的問題，發生的原因不難看出。
假設Joe是一位出色的產品設計師和數字界的精英，他剛剛完成有關EMC的論述，并使其最新的產品在初審時就通過了FCC和EC規定，他是一個天才！
接 下來發生的事如預言所說，Joe的設計生涯結束了，他不會再在公司設計其它的處理器，取而代之，他開始解決Fred的EMC問題，接著是Bob的問題，然后是其它的種種問題。他高效率地排除了這些問題，重復使用他的EMC經驗，而其他人則因淋濕的處理器板又能重新工作而收獲應得的報酬。
在當今的商業世界，典型的數字工程師只能從數字的功能性方面獲得回報，而不是為生產所作的全面準備工作。
希望看到我的文章能對我的電源感興趣
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